Post on 06-Feb-2018
Luis Gerardo González Morales, Ph.D. Noviembre - 2015
Taller: Aspectos Técnicos en el Diseño, Modelado y Control de Convertidores de Potencia
• Modulo 1: Diseño de convertidores de potencia, titulado “Aspectos Técnicos en el Diseño de Convertidores de Potencia”, enfocado a Técnicos de Laboratorio y Estudiantes de la Escuela de Ingeniería Electrónica y de Telecomunicaciones. Tiempo aproximado de duración (16 horas)
• Modulo 2: Control de convertidores de potencia, titulado “Modelado y Control de Convertidores de Potencia DC/DC”, enfocado a Profesores de la Escuela de Ingeniería Eléctrica, Electrónica y Telecomunicaciones de la Universidad de Cuenca. Tiempo aproximado de duración (16 horas)
Agenda
Asp
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ño
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C
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Po
ten
cia
Modulo 1
• Introducción a Convertidores de Potencia
• Análisis de pérdidas de conmutación (Pérdida por conducción y Conmutación)
• Redes de ayuda a la amortiguación (Snubber)
• Driver de conmutación (Boostrap, con Fuentes Aisladas y Dedicadas (Concept
y Semikron)
• Bus de Corriente continua (DC - Link)
Fuente : U.S. Energy Information Administration: Actual And Projections to 2030
Matriz energética US (2013)
Matriz energética (Ecuador 2013)
Petróleo
Gas oriente
Gas del golfo
Hidroenergía
Leña
Productos de caña
Generación de
electricidad
EXPORTACION >>
Fuel Oil >>
REC
UR
SOS
NA
TUR
ALE
S DEM
AN
DA
SECTO
RIA
L
Comercial
Residencial
Industrial
Transporte GLP – Gasolina – Diesel - Fuel Oil
<< IMPORTACIÓN GLP – Gasolina - Diesel
Refinerías
Mercado Internacional
Otros
Fuente: Matriz Energética del Ecuador (Ciclo de Conferencias ESPOL Octubre 2013)
Fuente : U.S. Energy Information Administration: Actual And Projections to 2030
Proyección Matriz energética US (2030)
Red de Energía Eléctrica Siglo XX (Tradicional)
Red de Energía Eléctrica Red inteligente “Smart Grid”
Red de Energía Eléctrica Siglo XX (Tradicional)
Red de Energía Eléctrica Red inteligente “Smart Grid”
Aplicaciones de Electrónica de
potencia
Aplicaciones Industriales
Uso en Energías Renovables
Aplicaciones varias
Aplicaciones de la Electrónica de Potencia
Inversor Trifásico
Filtro de línea
Rectificador Trifásico
Caso de Estudio (Rectificador – Inversor 2 Niveles)
Driver
Filt
ro
Bus de Continua (DC-Link)
Condensador Equivalente (DC Link)
Carga (Corriente Alterna)
Filtro de línea
Elementos de Conmutación y protecciones
Elementos de Estudio (Rectificador – Inversor 2 Niveles)
Pérdidas Eléctricas en los Elementos de Conmutación
Las pérdidas de cualquier semiconductor puede clasificar en 3 grupos:
a) Pérdidas de Conducción (Pcond). Sujetas a la condiciones de estado estacionario del inversor, voltaje de colector emisor y corriente de colector en el intervalo de estudio.
b) Pérdidas por Conmutación (Psw). Sujetas a las pérdidas dinámicas o de transición entre estados de operación, de corte a saturación y viceversa.
c) Pérdidas en Bloqueo (Pb). Sujetas a las pérdidas en polarización inversa (Estado de Corte), debidas a la corriente de fuga y generalmente son despreciables ante las pérdidas anteriores.
Plosses= Pcond+ Psw+ Pb ≈ Pcond+ Psw
Pérdidas de Conducción (Pcond.) IGBT
Aproximación de primer orden: • IGBT
• Potencia Instantánea
𝑷𝑪𝑻 =𝟏
𝑻𝒔𝒘 𝑷𝑻 𝒕 𝒅𝒕𝑻𝒔𝒘
𝟎
=𝟏
𝑻𝒔𝒘 (𝒖𝑪𝑬𝟎 𝒕 ∙ 𝒊𝒄 𝒕 + 𝒓𝒄 ∙ 𝒊𝒄
𝟐(𝒕))𝒅𝒕𝑻𝒔𝒘
𝟎
𝑷𝑪𝑻 = 𝒖𝑪𝑬𝟎 ∙ 𝑰𝒄𝒂𝒗 + 𝒓𝒄 ∙ 𝑰𝒄𝒓𝒎𝒔𝟐
𝒖𝑪𝑬 𝒊𝑪 = 𝒖𝑪𝑬𝟎 + 𝒓𝑪 ∙ 𝒊𝒄
𝑷𝑪𝑻 𝒕 = 𝒖𝑪𝑬 𝒕 ∙ 𝒊𝑪 𝒕 = 𝒖𝑪𝑬𝟎 ∙ 𝒊𝑪 𝒕 + 𝒓𝑪 ∙ 𝒊𝑪𝟐(𝒕)
• Pérdidas Promedio
Solo sí se conduce todo el intervalo
Pérdidas de Conducción (Pcond.) Diodo Antiparalelo.
Aproximación de primer orden: • Diodo en Antiparalelo
• Potencia Instantánea
• Pérdidas Promedio
𝒖𝑫 𝒊𝑫 = 𝒖𝑫𝟎 + 𝒓𝑫 ∙ 𝒊𝑫
𝑷𝑪𝑫 𝒕 = 𝒖𝑫 𝒕 ∙ 𝒊𝑫 𝒕 = 𝒖𝑫𝟎 ∙ 𝒊𝑫 𝒕 + 𝒓𝑫 ∙ 𝒊𝑫𝟐 (𝒕)
𝑷𝑪𝑫 =𝟏
𝑻𝒔𝒘 𝑷𝑪𝑫 𝒕 𝒅𝒕𝑻𝒔𝒘
𝟎
=𝟏
𝑻𝒔𝒘 (𝒖𝑫𝟎 ∙ 𝒊𝑫 𝒕 + 𝒓𝑫 ∙ 𝒊𝑫
𝟐 (𝒕))𝒅𝒕𝑻𝒔𝒘
𝟎
𝑷𝑪𝑫 = 𝒖𝑫𝟎 ∙ 𝑰𝑫𝒂𝒗 + 𝒓𝑫 ∙ 𝑰𝑫𝒓𝒎𝒔𝟐
Pérdidas de Conducción con Modulación PWM
𝑷𝑪𝑻 = 𝒖𝑪𝑬𝟎 ∙ 𝑰𝑪𝒂𝒗 + 𝒓𝑪 ∙ 𝑰𝑪𝒓𝒎𝒔𝟐
𝑷𝑪𝑻 = 𝒖𝑪𝑬𝟎 ∙ 𝑰𝟎 ∙𝟏
𝟐𝝅+𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽
𝟖+ 𝒓𝒄 ∙ 𝑰𝟎
𝟐 ∙𝟏
𝟖+𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽
𝟑𝝅
IGBT
Diodo Antiparalelo
𝑷𝑪𝑫 = 𝒖𝑫𝟎 ∙ 𝑰𝑫𝒂𝒗 + 𝒓𝑫 ∙ 𝑰𝑫𝒓𝒎𝒔𝟐
𝑷𝑪𝑫 = 𝒖𝑫𝟎 ∙ 𝑰𝟎 ∙𝟏
𝟐𝝅−𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽
𝟖+ 𝒓𝑫 ∙ 𝑰𝟎
𝟐 ∙𝟏
𝟖−𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽
𝟑𝝅
𝑰𝒐 = 𝟐 ∙ 𝑰𝒐𝒓𝒎𝒔 Corriente de Línea
𝒎𝒂 : Índice de modulación en amplitud
𝜽 : Factor de desplazamiento de potencia en la carga
Pérdidas de Conducción con Modulación PWM
𝑷𝑪𝑻 = 𝒖𝑪𝑬𝟎 ∙ 𝑰𝟎 ∙𝟏
𝟐𝝅+𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽
𝟖+ 𝒓𝒄 ∙ 𝑰𝟎
𝟐 ∙𝟏
𝟖+𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽
𝟑𝝅
𝑷𝑪𝑫 = 𝒖𝑫𝟎 ∙ 𝑰𝟎 ∙𝟏
𝟐𝝅−𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽
𝟖+ 𝒓𝑫 ∙ 𝑰𝟎
𝟐 ∙𝟏
𝟖−𝒎𝒂 ∙ 𝒄𝒐𝒔 𝜽
𝟑𝝅
CM100DU-24NFH Vce(max)=600V, Ic(max)=100Amp Vce(max)=1200V, Ic(max)=100Amp
CM100DU-12F
Vce(IC=100Amp.)=5V Vce(IC=100Amp.)=1.65V
3 veces mayor !!!
Influencia del sobre dimensionamiento en Pérdidas de Conducción IGBT
• Comparando distintos dispositivos de valores de ID semejantes, RDS(on)
crece con el valor de VDSS
Influencia del sobre dimensionamiento en Pérdidas de Conducción Mosfet
Pérdidas de conmutación a Encendido IGBT (Turn ON)
Según la Norma IEC-60747-9
𝑬𝒐𝒏 = 𝑷𝒔𝒘𝑻 𝒕 𝒅𝒕𝒕𝟐
𝒕𝟏
𝑬𝒐𝒏 = 𝑽𝑪𝑬 𝒕 ∙ 𝒊𝑪(𝒕)𝒅𝒕𝒕𝟐
𝒕𝟏
𝒕𝟏 (𝟏𝟎% 𝒅𝒆 𝑽𝑮(𝒐𝒏))
𝒕𝟐 (𝟐% 𝒅𝒆 𝑽𝒄𝒄)
Pérdidas de conmutación a Apagado IGBT (Turn OFF)
Según la Norma IEC-60747-9
𝑬𝒐𝒇𝒇 = 𝑷𝒔𝒘𝑻 𝒕 𝒅𝒕𝒕𝟒
𝒕𝟑
𝑬𝒐𝒇𝒇 = 𝑽𝑪𝑬 𝒕 ∙ 𝒊𝑪(𝒕)𝒅𝒕𝒕𝟒
𝒕𝟑
𝒕𝟒 (𝟐% 𝒅𝒆 𝑰𝒄)
𝒕𝟑 (𝟗𝟎% 𝒅𝒆 𝑽𝑮(𝒐𝒏))
Pérdidas de conmutación Diodo Antiparalelo
Según la Norma IEC-60747-2
𝒕𝟓 ( 𝒄𝒓𝒖𝒄𝒆 𝒑𝒐𝒓 𝒄𝒆𝒓𝒐 𝒅𝒆 𝒊𝑫 𝒕 )
𝒕𝟔 (𝟐% 𝒅𝒆 𝑰𝑹𝑹𝑴)
𝑬𝒓𝒓 = 𝑽𝑫 𝒕 ∙ 𝒊𝑫(𝒕)𝒅𝒕𝒕𝟔
𝒕𝟓
𝑬𝒓𝒓 = 𝑷𝒔𝒘𝑻 𝒕 𝒅𝒕𝒕𝟔
𝒕𝟓
• Pérdidas en el cambio a encendido del diodo son consideradas despreciables en relación a las de recuperación inversa.
𝑷𝒔𝒘 = (𝑬𝒐𝒏 + 𝑬𝒐𝒇𝒇 + 𝑬𝒓𝒓) ∙ 𝒇𝒔𝒘
𝑱 =𝑲𝒈 ∙ 𝒎
𝟐
𝒔𝟐 𝑾 =
𝑲𝒈 ∙ 𝒎𝟐
𝒔𝟑 𝑯𝒛 =
𝟏
𝒔
Caso de estudio: Modulo IGBT de potencia media 72A
Potencia de pérdida en la conmutación (resumen y uso de data técnica )
Energía en la Conmutación a OFF, Diodo free-wheel
𝑸𝒓𝒓 = 𝒊𝒓𝒓 𝒕 𝒅𝒕𝒕𝟏
𝒕𝒁𝑪𝑷
𝑷𝒔𝒘𝑫 ≈ 𝑸𝒓𝒓 ∙ 𝑽𝒄𝒄 ∙ 𝒇𝒔𝒘
𝑸𝒓𝒓 ≈𝑰𝒓𝒓 ∙ 𝑻𝒓𝒓𝟐
𝑸𝒓𝒓 → 𝑪𝒐𝒖𝒍𝒐𝒎𝒃 = 𝑨 ∙ 𝒔
Trr= Tiempo de recuperación inversa (extrapolación cuando Irr alcanza el 25%)
Qrr = Carga de recuperación Inversa
𝑷𝒔𝒘𝑫 = 𝑬𝒓𝒓 ∙ 𝒇𝒔𝒘
O
Comparando la energía disipada en la conmutación de distintos IGBTs con
la misma capacidad de corriente
APTGT75A60T1G
Vce(max)=600V, Ic(max)=100Amp
APT75GT120JU2
Vce(max)=1200V, Ic(max)=100Amp
Influencia del sobre dimensionamiento en Pérdidas de Conmutación en IGBT
Dinámica de Encendido Otras Aproximaciones!!!
Otras estimaciones de la dinámica, en la conmutación (Mosfet) (I)
Dinámica de Apagado Otras Aproximaciones!!!
Otras estimaciones de la dinámica, en la conmutación (Mosfet) (II)
Pérdidas de Conmutación en Mosfet asociadas a la Puerta
Pérdidas en la puerta (Gate)
𝑷𝒈𝒂𝒕𝒆 = 𝑸𝒈 ∙ 𝑽𝒈𝒔 ∙ 𝒇𝒔𝒘 Punto de Operación
Vgs(Q)
QG(Q)
Balance de Pérdidas de Conmutación en Mosfet
𝑬𝒐𝒏 = 𝒊𝒅𝒔(𝒕) ∙ 𝒗𝒅𝒔(𝒕)𝒅𝒕𝒕𝟑+𝒕𝟐
𝒕𝟏
≈𝑰𝒅𝒔 ∙ 𝑽𝒅𝒔𝟐∙ (𝒕𝟑 + 𝒕𝟐 − 𝒕𝟏)
𝑬𝒐𝒇𝒇 = 𝒊𝒅𝒔(𝒕) ∙ 𝒗𝒅𝒔(𝒕)𝒅𝒕𝒕𝟓+𝒕𝟔
𝟎
≈𝑰𝒅𝒔 ∙ 𝑽𝒅𝒔𝟐∙ (𝒕𝟓 + 𝒕𝟔)
𝑷𝒔𝒘𝑻 = (𝑬𝒐𝒏 + 𝑬𝒐𝒇𝒇) ∙ 𝒇𝒔𝒘 𝑷𝒔𝒘𝑫 ≈ 𝑸𝒓𝒓 ∙ 𝑽𝒄𝒄 ∙ 𝒇𝒔𝒘
𝑷𝑻𝒐𝒕𝒂𝒍 = 𝑷𝑪𝑻 + 𝑷𝑪𝑫 + 𝑷𝒔𝒘𝑻 + 𝑷𝒔𝒘𝑫 + 𝑷𝒈𝒂𝒕𝒆
Pérdidas de Conmutación Mosfet Pérdidas de Conmutación Diodo anti paralelo
Pérdidas eléctricas en la Etapa de Conversión de Potencia*
*Sin tomar en cuenta Electrónica asociada: Driver, Sensores, µP, etc. *Es necesario realizar el ajuste por el número de componentes involucrados.
Disipación de Energía en Forma de Calor
Caso de aplicación: si se tiene un inversor de 15kW @ η=98% →Plosses=300W.
RthJA = ΔT/Plosses, si ΔT= 170°C-40°C=130°C RthJA =130°C/300W= 0,43°C/W, si RthJA = RthJC + RthCS + RthS + RthSA
RthJC(total) =0,25°C/W, RthCS =0,04°C/W.
RthS + RthSA ≈ RthSA (Dato del fabricante del disipador) RthSA = 0,43 - 0,25 - 0,04 = 0,143°C/W
Disipación de Energía en Forma de Calor
Resistencia térmica equivalente: (en caso de tener mas de un componente en el mismo disipador)
𝟏
𝑹𝒕𝒉𝒋𝒄(𝒕𝒐𝒕𝒂𝒍)=
𝟏
𝑹𝒕𝒉𝒋𝒄𝒏
𝒏
𝒊=𝟏
𝑹𝒕𝒉𝒋𝒄(𝒕𝒐𝒕𝒂𝒍) =𝟏
𝟏𝟎. 𝟕𝟓+𝟏𝟎. 𝟕𝟓+𝟏𝟎. 𝟕𝟓
= 𝟎. 𝟐𝟓°𝑪/𝑾
Otro caso, sin disipador se presenta un Resistencia térmica alta (En el modelo eléctrico ésta estaría en paralelo con Rthca)
Por Ejemplo:
Por posición
Disipación de Energía en Forma de Calor
Factores de Corrección: • Por ventilación forzada • Por posición • Por densidad del aire
Factor de corrección
Alt
ura
so
bre
el n
ive
l de
l mar
(m
)
Por densidad de aire
RthSA = 0,3 °C/W *0,4 *1/ 0,9 = 0,13°C/W RthSA = 0,143°C/W (Máximo Necesario ) > 0,13°C/W
Cuenca 2500msnm
Circuitos Excitadores de Compuerta (Caso 1)
Características más Importantes: Aplicaciones:
Baja y Media Potencia!!!
Cálculo de Condensador de Booststrap
Caso de estudio IRF 2110
𝑪𝑩𝒐𝒐𝒕 >𝑸𝑻𝒐𝒕𝒂𝒍∆𝑽𝑩𝒐𝒐𝒕
𝑸𝑻𝒐𝒕𝒂𝒍 = 𝑸𝑮𝒂𝒕𝒆 + 𝑰𝒍𝒌𝒄𝒂𝒑 + 𝑰𝒍𝒌𝒈𝒂𝒕𝒆 + 𝑰𝑸𝒃𝒔 + 𝑰𝒍𝒌𝒅𝒊𝒐𝒅𝒆 ∙ 𝑻𝒐𝒏 + 𝑸𝑳𝒔
Carga total aportada por el Cbootstrap
∆𝑽𝑩𝒐𝒐𝒕= 𝑽𝑫𝑫 − 𝑽𝑭_𝑫𝒊𝒐𝒅𝒆 − 𝑽𝒈𝒔𝒎𝒊𝒏 − 𝑽𝑫𝒓𝒐𝒑_𝑳𝒐𝒘_𝑭𝒆𝒕
Tensión diferencial del Cbootstrap
Cálculo de capacidad de corriente del driver
Variable sujeta a la capacidad de carga de puerta del interruptor !!!
Carga total de Puerta Qg
Carga Turn-On
Carga Turn-Off Corriente de Salida Iout
Cálculo de capacidad de corriente del driver
𝑰𝑮_𝒑𝒓𝒐𝒎𝒆𝒅𝒊𝒐 = 𝑸𝒈
𝒕𝒔𝒘_𝒐𝒏/𝒐𝒇𝒇
Criterio de Conmutación →Tsw_on/Off ≈ 2% de Tsw
𝑰𝒔𝒐𝒖𝒓𝒄𝒆 ≥ 𝟏. 𝟓 ×𝑸𝒈
𝒕𝒔𝒘_𝒐𝒏
𝑰𝒔𝒊𝒏𝒌 ≥ 𝟏. 𝟓 ×𝑸𝒈
𝒕𝒔𝒘_𝒐𝒇𝒇
Corriente promedio al encendido (Turn-On)
Corriente promedio al apagado (Turn-Off)
1.5 → Factor de seguridad empírico (influenciado por retardos y elementos parásitos)
𝒕𝒔𝒘_𝒐𝒏/𝒐𝒇𝒇 = 𝟎. 𝟎𝟐 × 𝒕𝒔𝒘
Comportamiento de dVout/dt
𝑪𝒈𝒅𝟏 + 𝑪𝒅𝒔𝟏 + 𝑪𝒈𝒅𝟐 + 𝑪𝒅𝒔𝟐
𝑪𝒓 = 𝑪𝒐𝒔𝒔𝟏 + 𝑪𝒐𝒔𝒔𝟐
Tasa de cambio máxima
ID Máxima Corriente por el drenador
Cr Capacitancia resultante en Vout
Criterio de diseño
𝒅𝑽𝒐𝒖𝒕𝒅𝒕 𝒎𝒂𝒙𝒊𝒎𝒂
= 𝑰𝑫𝑪𝒓
𝒅𝑽𝒐𝒖𝒕𝒅𝒕 𝒍𝒊𝒎𝒊𝒕𝒆
=𝟏
𝟐
𝒅𝑽𝒐𝒖𝒕𝒅𝒕 𝒎𝒂𝒙𝒊𝒎𝒂
𝒅𝑽𝒐𝒖𝒕𝒅𝒕 𝒍𝒊𝒎𝒊𝒕𝒆
≈ 𝑰𝒈(𝒂𝒗𝒓)
𝑪𝒈𝒅(𝒐𝒇𝒇)
Relación entre la dinámica de salida y entrada
Dinámica de salida Dinámica de entrada
Comportamiento de dVout/dt
𝑹𝒕𝒐𝒕𝒂𝒍 = 𝑹𝒅𝒓𝒗(𝒐𝒏) + 𝑹𝒈(𝒐𝒏)
𝑹𝒕𝒐𝒕𝒂𝒍 = 𝑹𝒅𝒓𝒗(𝒐𝒇𝒇) + 𝑹𝒈(𝒐𝒇𝒇)
𝒅𝑽𝒐𝒖𝒕𝒅𝒕 𝒍𝒊𝒎𝒊𝒕𝒆
≈ 𝑰𝒈(𝒂𝒗𝒓)
𝑪𝒈𝒅(𝒐𝒇𝒇)
Donde Ig(avr) Tensión Vgs Umbral
Resistencia equivalente en de puerta
𝑰𝒈(𝒂𝒗𝒓) = 𝑽𝒅𝒅 − 𝑽𝒈𝒔(𝒕𝒉)
𝑹𝒕𝒐𝒕𝒂𝒍
Es importante limitar la dinámica de salida según las especificaciones del componente.
Convertidor de medio puente
*Caso típico en la demostración del efecto de la recuperación inversa de los semiconductores y uso de redes de amortiguamiento
Redes de Amortiguamiento, Análisis práctico en aplicaciones de Electrónica de potencia
Fring0=Frecuencia de oscilación transitoria
Efecto de Inductancia parásita en convertidores medio puente
Circuito equivalente
LLK= Inductancia equivalente PCB
Coss= Capacitancia en circuito abierto
Fring0=Frecuencia de oscilación transitoria
Circuito equivalente en la salida del transistor en estudio
Circuito Equivalente rama de conmutación con red de amortiguamiento con Rs y Cs
Respuesta escalón de un circuito típico RLC para varios valor de coeficiente de amortiguamiento (ξ)
Comportamiento sin Red de Amortiguamiento
Comportamiento con Red de Amortiguamiento
Redes de Amortiguamiento RC
Protección de Turn-Off IGBT-MOSFET de Potencia
Celda de conmutación no ideal
Convertidor Reductor DC-DC Inversor trifásico DC-AC
Turn-Off
C=Coss+Cp
Protección de Turn-Off IGBT-MOSFET de Potencia
𝑽𝒄 𝒕 =𝟏
𝒄 𝒊𝒄(𝒕)𝒅𝒕
𝒊𝒄 𝒕 =𝑰𝒐𝒕𝒇𝒊𝒕
𝑽𝒄 𝒕 =𝟏
𝒄 𝑰𝒐𝒕𝒇𝒊𝒕 𝒅𝒕
𝒕𝒓𝒗
𝟎
= 𝑰𝒐
𝟐 ∙ 𝒄 ∙ 𝒕𝒇𝒊𝒕𝟐, 𝟎 < 𝒕 < 𝒕𝒓𝒗
Caso Limite
𝑪𝒍𝒊𝒎𝒊𝒕𝒆 = 𝑰𝟎 ∙ 𝒕𝒇𝒊
𝟐 ∙ 𝑽𝒊
Caso 1: C<Climite
Caso 2: C>Climite C
Caso 1: C<Climite Existe mayor disipación de energía
Caso 2: C>Climite Existe menor disipación de energía y mayor tiempo de conmutación
Caso práctico de diseño "C ≥ Climite"
Redes de Amortiguamiento RDC (Turn-Off)
Redes de Amortiguamiento RDC (Turn-Off)
Caso 2: C>Climite
𝑽𝒄 𝒕 =𝟏
𝒄 𝑰𝒐𝒅𝒕𝒕∗
𝒕𝒓𝒗
t*
Análisis de pérdidas
𝑷𝑻𝒖𝒓𝒏_𝒐𝒇𝒇 ≈𝒇𝒔𝒘∙𝑰𝒐∙𝒕𝒇𝒊
𝟏𝟐 con C=Climite
𝑷𝑻𝒖𝒓𝒏_𝒐𝒇𝒇 ≈𝒇𝒔𝒘∙𝑰𝒐∙𝒕𝒇𝒊
𝟐 sin Condensador !!!
C
Redes de Amortiguamiento RDC (Turn-On)
Q en corte como estado estable
Red RDC
Comportamiento dinámico
Corriente máxima permitida por el interruptor
Tiempo de conmutación → Ton≈4∙R∙C
Redes de Amortiguamiento RDC (Turn-On)
Análisis de disipación de potencia
𝑷𝒕𝒖𝒓𝒏_𝒐𝒏 ≈𝟏𝟐∙ 𝒇𝒔𝒘 ∙ 𝑪 ∙ 𝑽𝒊
𝟐
Como criterio es necesario definir un Ton que no supere el 2-5% de Tsw
Redes Snubber o de Protección contra sobre dv/dt en la configuración de medio puente IGBT
Redes de Amortiguamiento Típicas
Tipo Uso
A • Condensador tipo film de baja inductancia . • Aplicación de baja potencia. • Depende de la Inductancia parasita del bus de continua . • A alta potencia podría entrar en resonancia con la inductancia parasita
del bus de continua.
B • Utiliza un diodo rápido que permite reducir los transitorios de voltaje y bloquear las oscilaciones RC≈T/3
• Diodo con capacidad entre el 0,1IC 0,2IC de la corriente nominal del diseño.
C • Similar al caso B, reduce el lazo de inductancia parasita conectando directamente la red entre colector y emisor del IGBT.
D • Presentan altas pérdidas y no suelen ser útiles a alta frecuencia de conmutación.
A y C • Muy alta potencia, ayuda a reducir la sobre tensión en el diodo snubber.
MA
YOR
PO
TEN
CIA
Redes Snubber o de Protección contra sobre dv/dt en la configuración de medio puente IGBT
Redes de Amortiguamiento Típicas Primera Aproximación de Red Snubber
Redes Snubber o de Protección contra sobre dv/dt
Conservación de la Energía
Análisis de Snubber Tipo C
Causado por la inductancia parásita y la recuperación directa del diodo snubber
Turn - OFF
Driver (pérdidas en conmutación)
Depende de: • Frecuencia de conmutación • Voltaje diferencial en puerta del IGBT (Δvgate) • Capacitancia Parásita de entrada al IGBT
Ceff= Capacitancia efectiva Cies= Capacitancia de entrada
Driver Dedicados
Los driver dedicados proveen alta flexibilidad e incluyen todas las funciones comúnmente utilizadas en driver de potencia, como aislamiento galvánico, protecciones, etc. Los drivers generalmente pueden bloquear voltajes desde 600V hasta 6500V. Generalmente pueden suministrar desde 1 a 20W por canal, estos drivers pueden ser utilizados en MosFet de Potencia , IGBTs, así como dispositivos basado en nuevos materiales como (SiC) operando a frecuencias de conmutación de hasta 500Khz.
Protección contra sobre corriente
Driver Dedicados
Beneficios • Reducen la circuitería necesaria. • Aislamiento galvánico entre control y potencia. • Circuitos de protección de sobre corriente y sobre tensión internos. • Frecuencia de conmutación desde DC hasta >100KHz.
•Desventaja → Alto costo, mas de 250 USD
Circuito Equivalente del Condensador
C1 = capacidad del condensador L = inductancia serie (patillas) Rs = resistencia equivalente serie (ESR) Rp = Resistencia paralelo C2, R = parte de la absorción del dieléctrico
𝑫𝑭 = 𝒕𝒂𝒏𝜹 =𝑹𝒔𝑿𝑪 − 𝑿𝑳
DF=Factor de Disipación
𝜹
θ
ESR (Rs)
XC-XL Z 𝑫𝑷 = 𝒄𝒐𝒔𝜽 =
𝑹𝒔𝒁
DP=Factor de Potencia
Si es menos MEJOR!!!
Comparación de Condensadores
vid
rio
Mic
a
Po
liést
er
MK
T
Po
liést
er
met
álic
o
Po
licar
bo
nat
o
MK
C
Po
licar
bo
nat
o
met
aliz
ado
Par
ilen
o
Po
lipro
pile
no
M
KP
Po
lipro
pile
no
m
etal
izad
o
Po
liest
ire
no
Tefl
ón
DF%1
0.1 0.1 0.3-1 0.3-1 0.1-0.3 0.1-0.3 0.1 0.01-0.03 0.01-0.1
0.01-0.03
0.01-0.03
DA%2 0.5 0.3 0.3-1 0.3-1 0.1-0.3 0.1-0.3 <0.1 <0.1 <0.1 <0.1 <0.1
Estabilidad MB MB R R B B MB MB MB MB MB
Tolerancia %
1-10 1-10 5-20 5-20 1-20 1-20 0.5-10 1-20 1-20 0.5-10 0.5-10
Costo
caro medio barato barato medio medio caro caro caro caro +caro
Condensadores DC-Link
1 (DF%)= Porcentaje de Factor de Disipación
2 (DA%)= Porcentaje de Absorción Dieléctrica
Principales Tipos de Asociación de Condensadores de DC-Link
Único Paralelo
Cuando un único condensador puede soportar la tensión DC-Link y la Corriente rms del convertidor
Se alcanza Ceqv y los condensadores soportan la Tensión DC-link. Se aumenta la irms de operación
Serie Paralelo
Se alcanza Ceqv y los condensadores en serie aumenta la tensión de la DC-link, se aumenta la irms de operación, es necesario un red de ecualización del punto medio en la dc link.
Criterios de selección Condensadores de DC-Link
1.- Por rizado de tensión ΔVdc
2.- Por corriente rms máxima que debe soportar el condensador equivalente (Caso Inversor Trifásico con modulación PWM)
DC-Link
Filtro de Salida
• Puede o no ser necesario dependiendo de su aplicación.
• Su principal criterio de diseño depende de la distorsión armónica deseada.
UB
ZCARGA
ZP()
ZS()
ue uo
FILTRO
El objetivo del filtro, debe ser que la tensión de la carga sea el armónico fundamental. El filtro atenuará los armónicos superiores que puedan afectar la carga.
Regulaciones sobre Emisión de Armónicos
IEC 61000-3-2:2014, Electromagnetic compatibility (EMC) - Part 3-2: Limits - Limits for harmonic current emissions (equipment input current ≤ 16 A per phase)
EC TS 61000-3-4:1998, Electromagnetic compatibility (EMC) - Part 3-4: Limits - Limitation of emission of harmonic currents in low-voltage power supply systems for equipment with rated current greater than 16 A.
International Electrotechnical Commission (IEC)
519-2014 - IEEE Recommended Practice and Requirements for Harmonic Control in Electric Power Systems
Recomendaciones sobre emisión de Armónicos
IEEE-519 (Año 1992)
IEEE-519 (Actualización de Norma año 2014)
Filtros de Salidas
Filtro LC serie
Filtro LC paralelo
L C
ue
uo
L
Cue
uo
Filtro resonante serie
Filtro resonante serie- paralelo
LS
Cue
uoL
P
LS
CP
ue
uo
CS
LS
CP
ue
uoL
P
CS
Filtro resonante paralelo
Filtros resonantes:
configuraciones típicas Filtro L
Distorsión de Corriente en Inversor Pnominal =2.5Kw
THD<3.5%
Pout=500w
Pout=1500w
W=237rpm
W=520rpm Hasta el armónico i25th
Rendimiento del Convertidor
𝜼 =𝑷𝒐𝒖𝒕𝑷𝒊𝒏𝒙𝟏𝟎𝟎% @ 𝑷 =?
Definición clásica de Rendimiento:
Para cual Potencia de Operación ???
Usualmente se estudia en condiciones nominales de operación Pnom
Caso de estudio: Potencia nominal 2,5KW
Rendimiento del Convertidor
Nuevos Estándares: Definición de coeficiente de Rendimiento Europeo para el caso de convertidores de potencia:
𝜼𝒆𝒖𝒓𝒐𝒑𝒆𝒐 = 𝟎. 𝟎𝟑 ∙ 𝜼𝟓% + 𝟎. 𝟎𝟔 ∙ 𝜼𝟏𝟎% + 𝟎. 𝟏𝟑 ∙ 𝜼𝟐𝟎% + 𝟎. 𝟏 ∙ 𝜼𝟑𝟎% + 𝟎. 𝟒𝟖 ∙ 𝜼𝟓𝟎% + 𝟎. 𝟐 ∙ 𝜼𝟏𝟎𝟎%
Rendimiento Ponderado !!!
Nuevos Estándares: Definición de coeficiente de Rendimiento Californiano para el caso de convertidores de potencia:
𝜼𝒄𝒂𝒍𝒊𝒇𝒐𝒓𝒏𝒊𝒂𝒏𝒐= 𝟎. 𝟎𝟒 ∙ 𝜼𝟏𝟎% + 𝟎. 𝟎𝟓 ∙ 𝜼𝟐𝟎% + 𝟎. 𝟏𝟐 ∙ 𝜼𝟑𝟎% + 𝟎. 𝟐𝟏 ∙ 𝜼𝟓𝟎% + 𝟎. 𝟓𝟑 ∙ 𝜼𝟕𝟓% + 𝟎. 𝟎𝟓 ∙ 𝜼𝟏𝟎𝟎%