INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERIA MECANICA Y ELECTRICA

UNIDAD PROFESIONAL “ADOLFO LÓPEZ MATEOS”

“GENERADOR DE SEÑALES PARA CIRCUITOS

DE ELECTRÓNICA DE POTENCIA”

T E S I S

QUE PARA OBTENER EL TÍTULO DE:

INGENIERO EN COMUNICACIONES Y ELECTRÓNICA

PRESENTAN: CRUZ CUEVAS JENNYFER

MONTESINOS DE LA ROSA EDGAR ENRIQUE SANTANA ROBLES JONATHAN

ASESORES:

ING. MAURICIO SANCHEZ RAMOS

M. EN C. JOSÉ OSCAR PATLÁN FRAUSTO

MÉXICO, D.F. 2010

Agradezco a mi mamá querida Esther de la Rosa Hernández y a mis hermanos Laura, Nayeli y David por alentarme a cumplir mis objetivos y brindarme todo su apoyo y esfuerzo para concluir esta etapa, este logro es nuestro. A mis familiares y amigos que me han acompañado a lo largo de mi vida y por compartir grandes momentos y estar a mi lado en los momentos difíciles. A mis asesores: Ing. Mauricio Sánchez Ramos y M.C. José Oscar Patlan Frausto por guiarme y motivarme a preparar y terminar este trabajo. A todos mis profesores de la ESIME por transmitirme sus conocimientos y experiencias para llegar a ser una persona productiva. Al Instituto Politécnico Nacional que me permitió ser parte de una generación de profesionales.

Edgar Enrique Montesinos de la Rosa “El que ha llegado tan lejos que ya no se confunde, ha dejado también de trabajar”

Max Plank.

Son tantas personas a las cuales debo parte de este triunfo, de lograr alcanzar una de mis metas, la cual es el anhelo de todos los que soñamos alguna vez con terminar una carrera. A mi familia: a mis padres Sofia y Arturo, a mis hermanas Yeimi y Berenice, ellos que han estado hay durante los 23 años que tengo de vida, compartiendo momentos buenos y malos, momentos que hoy son recuerdos pero que sin ellos a mi lado no significarían mucho por que han sido ellos quienes los han hecho inolvidables y los que siempre creyeron en mi aun cuando yo no lo hacia. A mis amigos: dicen que los verdaderos amigos se cuentan con los dedos de una mano y es cuando me doy cuanta de lo afortunada que soy ya que comienzo a necesitar mi otra mano para poder contarlos, a ellos que han estado conmigo a pesar de todo, por que me conozco y se que no soy fácil de entender y que aun así están aquí viéndome caer y levantarme una y otra vez, dándome una mano cuando la necesito, un hombro en el cual llorar en esos momentos difíciles y una enorme sonrisa cuando cumplo mis sueños. Al Instituto Politécnico Nacional, esta gran institución a quien le debo mi formación y a todos los profesores que la integran ya que fueron ellos los que me enseñaron lo necesario para poder desarrollarme como profesional y como persona.

Jennyfer Cruz Cuevas “El ignorante afirma, el sabio duda y reflexiona”.

Aristóteles

INDICE GENERAL INTRODUCCION 1

Justificación 1 Objetivos 1 Marco teórico 1 CAPITULO I CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS VARIABLES EN EL TIEMPO

1.1 Introducción 3 1.2 Circuito generador de pulsos con

componentes electrónicos analógicos 4 2.2.1 Funcionamiento 5 2.2.2 Ventajas y desventajas 5

1.3 Circuito generador de pulsos manejado con un microcontrolador 1.3.1 Funcionamiento 6 1.3.2 Ventajas y desventajas 7

1.4 Detector de cruce por cero 7 1.4.1 El LM339 8 1.4.2 Simulación 9

1.5 Pulsos controlados por ángulo de fase 11 1.5.1 Planteamiento 11 1.5.2 Diagrama de flujo 12 1.5.3 Análisis del código 15

1.5.4 Graficas de los pulsos controlados por ángulo de fase obtenidas en la simulación (P-SPICE) 16

1.5.5 Graficas de los pulsos controlados por ángulo de fase obtenidas en el laboratorio 18 1.6 Circuito cerrar – abrir 22 1.6.1 Planteamiento 22 1.6.2 Diagrama de flujo 23 1.6.3 Análisis del código 25 1.6.4 Graficas del circuito cerrar–abrir obtenidas en la simulación (P-SPICE) 26 1.6.5 Graficas del circuito cerrar – abrir obtenidas en el laboratorio 28

CAPITULO II CIRCUITO GENERADOR DE PULSOS MODULADOS POR ANCHURA

2.1 Introducción 33 2.2 Generación de pulsos modulados por anchura utilizando componentes analógicos 34 2.2.1 Funcionamiento 35 2.2.2 Ventajas y desventajas 36 2.3 Circuito generador de pulsos modulados por anchura utilizando un microcontrolador 36 2.3.1 Funcionamiento 36 2.3.2 Ventajas y desventajas 37 2.4 Modulación por ancho de pulso (PWM) 37 2.4.1 Planteamiento 37 2.4.2 Diagrama de flujo 38 2.4.3 Análisis del código 40 2.4.4 Graficas del circuito modulación por ancho de pulso (PWM) obtenidas en el laboratorio 41 2.5 Modulación de varios pulsos uniformes (UPWM) 42 2.5.1 Planteamiento 43 2.5.2 Diagrama de flujo 44 2.5.3 Análisis del código 45 2.5.4 Graficas del circuito modulación de varios pulsos uniformes (UPWM) obtenidas en la simulación (P-SPICE) 46 2.5.5 Graficas del circuito modulación de varios pulsos uniformes (UPWM) obtenidas en el laboratorio 50 CAPITULO III APLICACIONES 3.1 Introducción 55

3.2 Dispositivos semicontrolados 56

3.2.1 El SCR 56 3.2.2 El TRIAC 56 3.3 Dispositivos totalmente controlados 57 3.3.1 El MOSFET 57 3.4 Aplicación y Prueba 1, Control de velocidad de un motor 60 3.5 Aplicación y Prueba 2, Inversor de CD-CA. 60

CAPITULO IV COSTOS 4.1 Costos 64 CAPITULO V CONCLUSIONES 5.1 Conclusiones 65 APENDICES Apéndice A: Diseño de la fuente de alimentación 67 Apéndice B: Programa Final 87 Apéndice C: Hojas de especificaciones 105 BIBLIOGRAFIA 113

CAPITULO I

1

INTRODUCCIÓN

Justificación En los laboratorios de Electrónica de Potencia de enseñanza a nivel licenciatura se requieren señales de control para los circuitos de potencia que manejan diversas cargas, estas señales en varios casos deberán estar sincronizados con la fase de alimentación. El sistema generador de señales para circuitos de Electrónica de Potencia, proporciona señales sincronizadas con la fase, así como otro tipo de señales utilizadas específicamente en circuitos de Electrónica de Potencia. Todo lo anterior lo hace un equipo muy útil en el laboratorio de Potencia para efectuar experimentos, así como otros desarrollos en este campo

Objetivos Objetivo general: Diseñar y construir un sistema generador de señales de control para ser utilizado en los laboratorios de Electrónica de Potencia. Objetivos específicos:

- Diseñar e implementar el circuito generador de pulsos sincronizados con la línea de alimentación de voltaje de corriente alterna (ca) variantes en el tiempo y para el control abrir cerrar.

- Diseñar e implementar el circuito generador de pulsos modulados por anchura.

- Diseñar e implementar el circuito de interface de usuario.

Marco teórico Con el fin de ampliar y mejorar los métodos aplicables en la materia de electrónica de potencia y como una ayuda para los alumnos que toman esta materia, se propone como objetivo principal de este trabajo, diseñar y construir un generador de señales, así como comprobar su viabilidad en un entorno real. Para ejemplificar mejor proyecto se decidió dividirlo en 2 bloques principales: 1.- Subsistema analógico 2.- Subsistema digital.

CAPITULO I

2

A continuación se presenta un diagrama a bloques del sistema completo (figura 1).

Figura 1: Diagrama a bloques del generador de funciones Como se observa en la figura 1, el Bloque Subsistema Analógico está compuesto a su vez por dos bloques. El primer bloque es el de “reducción de la señal a sincronizar”, es decir, en esta etapa es en donde se va a utilizar un transformador el cual va a ser el encargado de reducir la señal de la línea a un valor adecuado de 3.0volts, el segundo bloque es el “detector de cruce por cero” el cual se encargara de generar un pulso cada vez que la señal de la línea cruce por cero. El bloque subsistema analógico esta enlazado al siguiente bloque que es el de Subsistema Digital dicho bloque a su vez esta compuesto de dos bloques, el primero de estos bloques es el de “Procesado digital y control de la duración de los pulsos” aquí es en donde la señal que se obtuvo a la salida del detector entra al microcontrolador, el microcontrolador es programado para que manipule dicha señal y así genere en este caso cuatro tipos de pulsos diferentes, el siguiente bloque es el “menú selectivo tipo de señal”, como su nombre lo dice este bloque es el que estará interactuando con el microcontrolador y por medio del cual se podrá escoger el tipo de pulsos con el que se quiere trabajar. La pantalla estará conectada a la salida del menú y va a ser el medio visual por el cual el usuario va a poder interactuar con el generador. La fuente de alimentación es la encargada de alimentar a las etapas que componen este generador es por eso que se tendrá que diseñar de acuerdo a las necesidades que se tengan.

Salida A

Salida B

Hacia la etapa de potencia

A = Abrir – cerrar

Control por ángulo de fase

PWM 1

UPWM 1

B = PWM 2

UPWM 2

A L I

M E N T A C I Ó N

Pantalla

SUBSISTEMA ANALOGICO

Reducción de voltaje

de la señal a sincronizar

Detector de cruce por cero

SUBSISTEMA DIGITAL

Procesado digital y control de la duración de los pulsos

Menú selectivo

tipo de señal

Interface de usuario (Teclado)

CAPITULO I

3

CAPITULO I

CIRCUITO GENERADOR

DE PULSOS

VARIABLES EN ELTIEMPO

1.1 Introducción Los dispositivos semiconductores de potencia dependen ampliamente de la forma en que el circuito de control excita su disparo para obtener la salida deseada. Por consiguiente, las características del circuito de control deben ajustarse a los requerimientos de disparo del dispositivo. La familia de tristores: rectificadores controlados de silicio (SCR), El tríodo de corriente alterna (TRIAC), interruptor controlado en compuerta (GTO), etc. son disparados por un pulso de corriente con un defasamiento adecuado con respecto a la señal sinusoidal de alimentación. El propósito de este circuito es generar los pulsos de corriente necesarios para el control de fase de disparo de la familia de los tristores, teniendo en cuenta que deben estar sincronizados con la señal de alimentación (figura 1.1)

Figura 1.1: Forma de onda de la señal de corriente alterna (ca).

CAPITULO I

4

Si se conecta un triac entre la fuente de corriente alterna y la carga, se puede controlar la potencia haciendo variar el valor RMS del voltaje de corriente alterna aplicado a la carga, y a este tipo de circuito de potencia se le llama controlador de voltaje de corriente alterna. Las aplicaciones más comunes de los controladores de voltaje de corriente alterna son: calefacción industrial, cambio de conexión de transformador con carga, controles de alumbrado, control de velocidad de motores y controles de electroimanes de corriente alterna. Para la transferencia de potencia se usan, en el caso normal, dos tipos de control: 1. Control de encendido-apagado 2. Control por ángulo de fase En el control de encendido apagado, los interruptores de triac conectan la carga a la fuente corriente alterna durante algunos ciclos de voltaje de entrada y lo desconectan durante algunos otros ciclos. En el control por ángulo de fase, los interruptores conectan a la carga con la fuente de corriente alterna durante una parte de cada ciclo de voltaje de entrada. Los controladores de voltaje de ca se pueden clasificar en dos tipos: 1) Control unidireccional o de media onda, y 2) Control bidireccional o de onda completa. 1.2 Circuito generador de pulsos con componentes analógicos y digitales. Se pueden obtener pulsos variables en el tiempo por medio del circuito mostrado en la figura 1.2. El circuito se basa en amplificadores operacionales usados como comparadores de voltaje.

Figura 1.2: Circuito generador de pulsos con componentes analógicos

CAPITULO I

5

1.2.1 Funcionamiento El circuito toma una muestra de la línea de alimentación, por medio de un transformador se puede reducir el voltaje de la línea sin que la forma de onda sea afectada. La señal es introducida a dos amplificadores operacionales, en uno la señal de corriente alterna se aplica a la entrada no inversora del amplificador, mientras que en el segundo la señal se aplica a la entrada inversora del amplificador. La entrada restante de cada amplificador es conectada la señal de referencia de 0volts, la cual genera un pulso en el cruce del voltaje de suministro positivo con cero, para el caso del primer amplificador y un pulso en el cruce del voltaje de suministro negativo con cero volts. La salida de los amplificadores genera un pulso que es reducido en anchura haciéndolo pasar por un integrador. Este pulso se aplica a la entrada positiva de otro amplificador. En la entrada inversora es aplicado un nivel de voltaje, de acuerdo al nivel que se tiene en esta entrada se puede retardar el pulso el ángulo α que se desee. Se tienen dos pulsos: uno generado en el semiciclo positivo defasado α grados y el otro generado en el semiciclo negativo defasado α grados con respecto al cruce con cero. La compuerta OR hace que los pulsos de cada salida del amplificador se tengan en una sola, el pulso que corresponde al semiciclo negativo puede o no estar presente de acuerdo a la posición de interruptor. 1.2.2 Ventajas y desventajas Entre las ventajas de utilizar un circuito generador de pulsos variables en el tiempo con componentes analógicos es la sencillez del mismo, el mínimo uso de componentes y por consiguiente un bajo costo. Al ser un circuito en el cual el ángulo al que se desea tener los pulsos se selecciona de manera analógica, este es inestable, debido a la conversión que se requiere, algunos pulsos estarán ubicados un poco antes del nivel de referencia mientras que otros estarán ubicados un poco después de pasar el nivel de voltaje fijado por la resistencia variable.

1.3 Circuito generador de pulsos con microcontrolador Se pueden obtener pulsos variables en el tiempo por medio del circuito mostrado en la figura 1.3. El circuito se basa en el uso de un microcontrolador el cual es programado para generar las cuatro señales de este trabajo.

CAPITULO I

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Figura 1.3: Circuito generador de pulsos con un microcontrolador Un microcontrolador es un circuito integrado programable que contiene todos los componentes necesarios para controlar el funcionamiento de una tarea determinada. Para esto, el microcontrolador utiliza muy pocos elementos asociados en su parte exterior. Una vez programado y configurado el microcontrolador, sólo sirve para realizar la tarea asignada. En el mercado existe una gran variedad de microcontroladores con múltiples posibilidades y características. Cada tipo de microcontrolador sirve para una serie de casos y existe uno idóneo para cada aplicación requerida. En los últimos años han tenido un gran auge los microcontroladores PIC fabricados por Microchip Technology Inc. Los PIC (Peripheral Interface Controller) son una familia de microcontroladores que ha tenido gran aceptación y desarrollo en los últimos años gracias a que sus buenas características, bajo precio, reducido consumo, pequeño tamaño, gran calidad, fiabilidad y abundancia de información, lo convierten en una buena opción para ser utilizado en la presente aplicación. 1.3.1 Funcionamiento El microcontrolador elegido para esta aplicación es uno de los más versátiles de los PIC: el PIC18F452, que se encuentra disponible en encapsulado del tipo DIL40. Normalmente el microcontrolador PIC18F452 se alimenta con 5 volts aplicados entre los pines VDD y VSS que son, respectivamente, la alimentación y tierra del chip.

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El consumo de corriente para el funcionamiento del microcontrolador depende de la tención de alimentación, de la frecuencia de trabajo y de las cargas que soportan sus puertos, siendo del orden de unos pocos miliamperios. El microcontrolador se comunica con el mundo exterior a través de puertos. Estos están constituidos por líneas digitales de entrada/salida que trabajan entre 0 y 5 volts los puertos se pueden configurar como entradas para recibir datos o como salidas para manejar dispositivos externos. Todo microcontrolador requiere de un circuito que le indique la velocidad de trabajo, es el llamado oscilador o reloj. Éste genera una onda cuadrada de alta frecuencia que se utiliza para sincronizar todas las operaciones del sistema. El circuito de reloj más utilizado es el cristal de cuarzo que proporciona una frecuencia muy estable, para nuestro caso la frecuencia de trabajo de éste será de 4MHz. El condensador debe de ir acompañado por dos capacitores de valor de 22pF. 1.3.2 Ventajas y desventajas Entre las ventajas de usar un microcontrolador en vez de componentes analógicos es la reducción del circuito ya que este reúne en un solo integrado, memoria de programa, memoria de datos y puertos de entrada/salida. Además de la reducción de los costos, en este caso los pulsos están ubicados en el nivel de referencia. El manejo de los retardos se hace de manera digital, lo cual hace que sea mas preciso, además de tener bajo consumo de energía. Una desventaja del microcontrolador es que se pueden tener tiempos demasiado largos de ejecución de programa, esto puede mejorarse realizando el programa de manera estructurada para optimizar su funcionamiento.

1.4 Detector de cruce por cero El detector de cruce por cero es esencial ya que es el encargado de generar un pulso cada vez que la señal de la línea cruza por cero

Comparadores con punto de conmutación en cero En ocasiones se quiere analizar dos voltajes para determinar cual de los dos es el mayor. En esta situación, un comparador puede ser la solución perfecta. Este circuito tiene dos terminales de entrada (inversor y no inversor) y un terminal de salida. Es diferente a los circuitos lineales con amplificadores operacionales, ya que existen dos estados en la salida, dependiendo de si la tensión es alta o baja. Por esta razón, los comparadores son comúnmente usados como conexión entre circuitos analógicos y digitales.

Circuito básico La manera más simple de construir un comparador consiste en conectar un amplificador operacional sin resistencias de realimentación, como se ve en la Figura 1.4. Dada la alta ganancia de tensión en lazo abierto, un voltaje de

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entrada positiva provoca una saturación positiva, y un voltaje de entrada negativa provocara una saturación negativa. El comparador de la figura 1.4 se conoce como detector de cruce por cero, ya que idealmente el voltaje de salida conmuta de alta a baja o viceversa cuando el voltaje de entrada pasa por el valor cero.

Figura 1.4: Comparador

Si Vsat = 14 V, la oscilación en la salida del comparador va aproximadamente de -14 a +14 V. Si la ganancia de tensión en lazo abierto es 100.000, el voltaje de entrada necesaria para producir saturación tiene la siguiente expresión (ecuacion1):

mVVin 014.0000.100

14(min) 1

Lo que significa que una tensión de entrada más positiva que +0,014mV lleva al comparador a una saturación positiva, y un voltaje de entrada mas negativa que -0,014mV lleva a1 comparador a una saturación negativa. Las tensiones de entrada de un comparador son normalmente muy superiores a ± 0.014mV. Por ello, la tensión de salida tiene dos estados, +Vsat o -Vsat. Fijándonos en el voltaje de salida, podremos decir inmediatamente si el voltaje de entrada es mayor o menor que cero. Un detector de cruce por cero determina la transición de una forma de onda (senoidal) de positiva a negativa, proporcionando un pulso que coincida exactamente con la condición de voltaje cero y genere un estado alto cuando esto suceda y cuando se vuelva a repetir cambie al estado opuesto de manera periódica. 1.4.1 El LM339 El LM339 puede ser usado para ajustar simétricamente los ángulos correctos de una onda senoidal alrededor de cero volts mediante la incorporación de una pequeña cantidad de retroalimentación positiva para mejorar el cambio de los tiempos y centrando la entrada de umbral a tierra (véase figura 1.5).

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Figura. 1.5: Detector de cruce por cero

El divisor de voltaje entre R4 y R5 establece una referencia de voltaje V1, en la entrada positiva. Al hacer las resistencias en serie, R1 mas R2 igual a R5, la condición de cambio, V1=V2, será satisfecha cuando VIN=0. El resistor de retroalimentación R6, esta hecho (fabricado) de un valor mucho mas grande con respecto a R5 (R6 = 2000 R5). El resultado establecido por esta red es muy pequeño (ΔV1 < 10mV), pero es suficiente para asegurar una rápida salida de transición de voltaje. El Diodo D1 se usado para asegurar que la terminal de inversión de entrada de la comparación nunca caiga (disminuya) aproximadamente -100mV. Como la terminal de entrada es negativa, D1 tendrá la misma dirección que el voltaje de control, haciendo un puente entre R1 y R2 a aproximadamente -700mV. Esto crea un divisor de voltaje con R2 y R3 previniendo que V2 vaya por debajo de tierra. El limite máximo de la entrada negativa esta limitada por la corriente de sostenimiento de D1. Las principales características con las cuales cuenta el LM339 son:

- Los voltajes con los cuales puede ser alimentado son: 2VDC a 36VDC o ± 1VDC o ± 18VDC

- Muy bajo suministro de corriente (100mA), independiente de voltaje de suministro.

1.4.2 Simulación Se simulo el circuito que el fabricante del LM339 propone en sus hojas de especificaciones (figura 1.6) con el objetivo de comprobar su funcionamiento, utilizamos el simulador P-SPICE el cual nos da los resultados mostrados en la figura 1.7.

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10

5.1k

0

0

VCC

0

IN

0

VCC

OUT

FREQ = 60VAMPL = 4.25VOFF = 0

VCC5Vdc

100k

5.1k 5.1k

10k20MEG

100k

D1N914

LM339

5

4

312

2+

-

V+

V-

OUT

0

Figura 1.6: Diagrama detector de cruce por cero (P-SPICE)

Figura 1.7: Grafica resultante (Cruce por Cero)

En la figura 1.8 se muestran los resultados al armar y probar el circuito propuesto.

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Figura 1.8: Fotografía obtenida en el laboratorio 1.5 Pulsos controlados por ángulo de fase 1.5.1 Planteamiento El principio de control por ángulo de fase se puede explicar tomando como referencia la figura 1.9a. El flujo de potencia a la carga se controla retrasando el ángulo de disparo del tiristor T1 y la forma de onda para los voltajes de entrada, de salida y la corriente de disparo en la compuerta del tristor se muestran en la figura 1.9b.

Figura 1.9: (a) Circuito básico del tristor. (b) Formas de onda del circuito

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El circuito de la figura 1.9a es un controlador monofásico de media onda, y sólo es adecuado para cargas resistivas de baja potencia, por ejemplo calefacción alumbrado. Como el flujo de potencia se controla mediante el medio ciclo positivo del voltaje de entrada, a este tipo de control se le llama controlador unidireccional. El problema de la corriente directa en la entrada se puede evitar usando control bidireccional (o de onda completa) y en la figura 1.10 se muestra un control monofásico de onda completa con una carga resistiva. Durante el medio ciclo del voltaje positivo de entrada se controla el flujo de potencia haciendo variar en ángulo de retardo del tristor T1, y el tristor T2, controla el flujo de potencia durante el semiciclo negativo del voltaje de entrada. Los pulsos de disparo de T1 y T2 se mantienen con un defasamiento de 180°. La figura 1.11 muestra las formas de onda del voltaje de entrada (Figura 1.11a), voltaje de salida (figura 1.11b) y señales de disparo para T1 (figura 1.11c) y T2 (figura 1.11d).

0

T1

g2

g1

RLVS

T2

Figura 1.10: Control monofásico de onda completa

Figura 1.11: Formas de onda en control monofásico de onda completa

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El generador de funciones diseñado en el presente trabajo incluye la opción de tener pulsos controlados por ángulo de fase sincronizados con la línea de alimentación y se tiene la opción de tener pulsos tanto en el semiciclo positivo y en el negativo. Se puede eliminar el pulso que controla el semiciclo negativo de la señal de entrada para así controlar dispositivos unidireccionales. Para sincronizar los pulsos con la línea de alimentación se empleo el detector de cruce por cero mencionado en el tema 1.4. 1.5.2 Diagrama de flujo Los pasos principales que realiza el diagrama de flujo son los siguientes: En primera instancia el programa va a estar leyendo continuamente lo que el detector de cruce por cero manda a la terminal de entrada del pin RB0 después de haber detectado uno de dos posibles valores (0,1) se realiza un retardo por medio del timer de valor x inmediatamente después manda un pulso de duración de 10ms a la terminal de salida del micro RB7 nuevamente se manda a un estado bajo a RB7 estos pasos se realizan infinitamente o hasta que el usuario lo desactive el retardo que genera el timer es el que permitirá recorrer el pulso durante el semiciclo ya sea positivo o negativo (ver figura 1.12)

CAPITULO I

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1.12 Diagrama de flujo, pulsos controlados por ángulo de fase

NO

NO

NO

Si

Si

Si

Si

Si

Si

Inicio

Se Inicializan las variables

Pulso.bajo = 1; Lee la entrada proveniente del detector y se le

asigna a la variable

temp retardo = 65535;

While

Infinito

Que pasen todos los pulsos

Con la siguiente condición de pulso_bajo= =1

Si se detecta un

cambio de estado en del detector

Escribe en el

timer el valor de

retardo

Espera a que finalice el conteo

del timer hasta

llegar a cero

Asigna un nivel alto a la

salida RB7 durante cierto

tiempo (ancho de pulso)

Asigna el valor actual de

RB7 para esperar el

siguiente cambio de estado

Que pasen únicamente

pulsos positivos con la

siguiente condición de pulso_bajo==0

Si se detecta un

cambio de estado en del detector

Si es un

pulso

positivo

Escribe en el

timer el valor de

retardo

Asigna un nivel alto a la

salida RB7 durante cierto

tiempo (ancho de pulso)

Asigna un nivel bajo a la salida RB7 y

Asigna el valor actual de RB7 para esperar el siguiente cambio de estado

Oprimido

el botón de

salida?

Salir y regresa al

menú principal

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1.5.3 Análisis del código Para la implementación del código se hace uso de dos librerías importantes en el microcontrolador que son delays y timers. Se configuran El puerto B, asignando como entradas la parte baja (RB0 – RB3) y como salidas la parte alta (RB4 – RB7). La entrada RB3 detecta el cambio de nivel alto – bajo que proviene del detector de cruce por cero. El estado actual es asignado a una variable temporal para esperar el cambio de estado y continuar el proceso. Es llamada la función retardo para incrementar o decrementar su valor, dependiendo de estar o no activado las entradas para recorrer el desplazamiento. El valor es asignado a la variable retardo para cargar al timer0 con ella. El timer0 comienza el conteo para esperar el disparo del pulso. El tiempo en el que el timer0 realiza todo el conteo varía de 0 a 8330 micro segundos que es el tiempo que dura un semiciclo de la onda senoidal de entrada. La salida pasa a un nivel alto que tiene una duración de 10 microsegundos para después pasar a nivel bajo nuevamente (ver código 1),

Codigo 1 void Cto_1() Pantalla_Cto1(); // Llamada a función, despliega en el LCD Pulso_Bajo = 1; // Pulso bajo encendido temp = PORTDbits.RD0; // RD entrada detector de cruce por cero retardo = 65535; // tiempo 0 de retardo por omisión while(1) Desplazamiento_1(); // Llamada a la función desplazamiento while(Pulso_Bajo) // Pasa pulso en pulso alto y bajo while(temp != PORTDbits.RD0) // Cambio de estado del detector INTCONbits.TMR0IF = 0; WriteTimer0(retardo); // Escribe en el timer0 el valor de retardo while(INTCONbits.TMR0IF == 0) // Espera a que finalice el conteo PORTBbits.RB7 = 1; // La salida RB7 pasa a nivel alto Delay10TCYx(1); // Ancho de pulso 10 microsegundos PORTBbits.RB7 = 0; // La salida RB7 pasa a nivel bajo temp = PORTBbits.RB7; // Asigna el valor actual de RB7 para //esperar el siguiente cambio de estado while(Pulso_Bajo == 0) //Pasa pulso en pulso alto while(temp != PORTDbits.RD0) // Cambio de estado del detector while(PORTBbits.RB7 == 1) // Solo pasan los semiciclos positivos

CAPITULO I

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INTCONbits.TMR0IF = 0; WriteTimer0(retardo); while(INTCONbits.TMR0IF == 0) PORTBbits.RB7 = 1; Delay10TCYx(1); PORTBbits.RB7 = 0; temp = PORTBbits.RB7; if(PORTBbits.RB0 == 0) // Regresa al menú cuando se oprime RB0 Menu(); 1.5.4 Graficas de los pulsos controlados por ángulo de fase, obtenidas en la simulación (P-SPICE)

Las siguientes figuras muestran los resultados obtenidos en la simulación. En las figuras 1.13, 1.14 y 1.15 se observan la señal de la línea de entrada y los pulsos que genera el sistema en el semiciclo positivo con un pulso.

Figura 1.13: Dos pulsos a 180°

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Figura 1.14: Un pulso a 0°

Figura 1.15: Un pulso a 90°

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1.5.5 Graficas de los pulsos controlados por ángulo de fase obtenidas en laboratorio Las siguientes figuras muestran los resultados obtenidos en el laboratorio, en la figura 1.16 se observan la señal de la línea de entrada y los pulsos que genera el sistema tanto en el semiciclo positivo como en el negativo sin desplazamiento.

Figura 1.16: Con dos pulsos a 0 °

En la figura 1.17 se observan la señal de la línea de entrada y los pulsos que genera el sistema únicamente en el semiciclo positivo sin desplazamiento.

Figura 1.17: Con un pulso a 0° En las figuras 1.18 a la 1.23 se observan la señal de la línea de entrada y los pulsos que genera el sistema tanto en el semiciclo positivo como en el negativo a distintos ángulos de defasamiento.

CAPITULO I

19

Figura 1.18: Con dos pulsos a 45°

Figura 1.19: Con un pulso a 45°

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Figura 1.20: Con dos pulsos a 90°

Figura 1.21: Con un pulso a 90°

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Figura 1.22: Dos pulsos a 150°

Figura 1.23: Un pulso a 150°

Como se puede observar el desplazamiento de los pulsos se realiza de manera sencilla ya que en la interfaz del usuario se cuentan con dos botones; el primero desplaza el pulso a la izquierda mientras que el segundo lo desplaza a la derecha. El valor en tiempo y en ángulo de desplazamiento son mostrados en el LCD.

CAPITULO I

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1.6 Circuito cerrar – abrir 1.6.1 Planteamiento El principio de control de encendido-apagado se puede explicar con un control monofásico de onda completa, como el que se ve en la figura 1.24. El interruptor del TRIAC conecta la fuente de alimentación de ca con la carga durante un tiempo nt , que suele consistir en una cantidad entera de ciclos. Los tristores se activan en los cruces de voltaje de entrada de ca con cero. Los pulsos de la compuerta para el TRIAC y las formas de onda para los voltajes de entrada y salida, se ven en la figura 1.25.

0

g1

RL

T1

VS

Figura 1.24: Circuito para el control cerrar – abrir

Figura 1.25. Formas de onda del circuito abrir – cerrar

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1.6.2 Diagrama de Flujo Las partes principales que realiza el diagrama de flujo son los siguientes: en primera instancia se determina en cuantos ciclos habrá pulsos y empleando la formula de n= 8-m se determina el valor de n (ciclos donde no habrá pulsos) posteriormente se hace uso de un ciclo while para que ejecute mediante condición cuantos ciclos va a realizar las siguientes instrucciones (el microprocesador lee lo que el detector de cruce por cero le manda a la terminal de entrada del pin RB0 inmediatamente manda un pulso de 10ms a la terminal de salida del microprocesqador RB7 y nuevamente se manda un estado bajo a RB7) posteriormente se hace uso de otro ciclo while para que mande estados bajos a la terminal RB7 y así satisfacer la formula anterior todos estos pasos en conjunto se realizan infinitamente o hasta que el usuario lo desactive (ver figura 1.26).

CAPITULO I

24

Figura 1.26: Diagrama de flujo, circuito cerrar-abrir

NO

NO

NO

NO

NO

Si

Si Si

Si

Si

Si

Inicio

Asigna por omisión

pulsos de 1 ciclo

m=1

Asigna a n = 8-m

Asigna j=0

Asigna un nivel alto a la

salida RB7 durante cierto

tiempo (ancho de pulso)

Cambia el nivel de RB7 a nivel bajo

Asigna el valor actual de RB7 a temp para esperar el siguiente cambio de

estado

E incrementa en una unida a j

While

infinito

Eje cuta esta instrucción

mientras que j<(n*2) (Número de pulsos en alto)

Si se detecta un

cambio de estado en del detector

i=j

Salir

Si se detecta un

cambio de estado en del detector

si es

oprimido el botón de

salida

Asigna el valor actual de RB7

para esperar el siguiente cambio

de estado

E incrementa en una unidad a i

Numero restante de ciclos

en bajo con la siguiente condición i<16

CAPITULO I

25

1.5.3 Análisis del código Para este circuito se hace uso de nueva cuenta del detector de cruce por cero. Se detectan los cambios de estado en la entrada RB3 del microcontrolador. Existen variables definidas las cuales pueden adoptar los valores de m y n. Un ciclo for deja pasar los pulsos m veces. De igual manera otro ciclo for espera a que se complete el total de 8 ciclos de la onda senoidal. En cada periodo se pregunta si están activadas las entradas que hacen disminuir o aumentar el valor de n (ver código 2).

Código 2

void Cto_2() Pantalla_Cto2(); // Llamada a función, despliega en el LCD m = 1; // Asigna por omision pulsos en 1 ciclo while(1) Desplazamiento_2(); // Llama a la función que lee m n = 8 - m; // Asigna a n el valor 8 - n j = 0; // Asigna a j el valor 0 para empezar el conteo while(j<(m*2)) // Ciclo de pulsos activos m while(temp != PORTBbits.RB7) // Cambio de estado PORTBbits.RB7 = 1; // Se activa RB7 Delay10TCYx(5); // Ancho de pulso 10 microsegundos PORTBbits.RB5 = 0; // Se desactiva Rb7 temp = PORTBbits.RB7; // Asigna el valor actual de RB7 para j++; //esperar el siguiente cambio de estado // Incrementa el contador i=j; while(i<16) // Cuenta desde pulsos altos hasta terminar los 8 ciclos while(temp != PORTBbits.RB7) // Cambio de estado temp = PORTBbits.RB7; //Asigna el valor actual de RB7 para i++; //esperar el siguiente cambio de estado //pero no manda pulso if(PORTBbits.RB0 == 0) // Regresa al menú cuando se oprime RB0

CAPITULO I

26

Menú(); 1.6.4 Graficas del circuito cerrar–abrir obtenidas en la simulación (P-SPICE) El planteamiento es que partiendo de la señal sinusoidal de alimentación se toman 8 ciclos como periodo del circuito cerrar – abrir. El valor m es el numero de semiciclos en los cuales existe un pulso en cada cruce de la señal por cero volts y habrá pulsos, n es el número de ciclos en los no que habrá pulsos. En las figuras 1.27 a 1.33 se muestran los resultados, considerando varias combinaciones.

Figura 1.27: m = 1

Figura 1.28: m = 2

CAPITULO I

27

Figura 1.29: m = 3

Figura 1.30: m = 4

Figura 1.31: m = 5

CAPITULO I

28

Figura 1.32: m = 6

Figura 1.33: m = 7

1.6.5 Graficas del circuito cerrar – abrir obtenidas en el laboratorio El circuito fue probado en el laboratorio, obteniendo los siguientes resultados: Las figuras de la 1.34 a la 1.40 se muestran en la parte superior la señal de la línea y en la parte inferior los pulsos que el sistema genera, estos pulsos obedecen la ecuación siguiente.

n = 8-m 2 Donde:

M = número de ciclos en los que abra pulsos n = número de ciclos en los no que abra pulsos

CAPITULO I

29

Figura 1.34: m = 1

Figura 1.35: m = 2

CAPITULO I

30

Figura 1.36: m = 3

Figura 1.37: m = 4

CAPITULO I

31

Figura 1.38: m = 5

Figura 1.39: m = 6

CAPITULO I

32

Figura 1.40: m = 7 La selección de cada función se realiza por medio de dos botones que se encuentran en la parte frontal del generador, uno incrementa el valor de m, mientras que el segundo lo disminuye. La interfaz del usuario cuenta con un LCD que despliega el valor actual de m y n. El microcontrolador monitorea la activación de dichos botones para realizar el cambio cada vez que son activados.

CAPITULO II

33

CAPITULO II

CIRCUITO GENERADOR

DE PULSOS

MODULADOS POR ANCHURA

2.1 Introducción

La modulación por ancho de pulsos (PWM, de pulse-width modulation en inglés) es una técnica en la que se modifica el ciclo de trabajo de una señal periódica.

El ciclo de trabajo de una señal periódica es el ancho relativo de su parte positiva en relación al período (ver figura 2.1).

Figura 2.1: Parámetros del PWM

La ecuación 3 nos muestra que:

DT

, es el ciclo de trabajo 3

Donde:

T, es el período de la función , es el tiempo en que la función es positiva (ancho del pulso)

CAPITULO II

34

La construcción típica de un circuito PWM se lleva a cabo mediante un comparador con dos entradas y una salida. Una de las entradas se conecta a un oscilador de onda triangular, mientras que la otra queda disponible para la señal moduladora. En la salida la frecuencia es generalmente igual a la de la señal triangular y el ciclo de trabajo está en función de la portadora. La principal desventaja que presentan los circuitos PWM implementados con esta técnica es la posibilidad de que haya interferencias generadas por radiofrecuencia. Estas pueden minimizarse mediante el uso de un microcontrolador ubicado cerca de la carga y realizando un filtrado de la fuente de alimentación.

La modulación por ancho de pulsos es una técnica utilizada para regular la velocidad de giro de los motores eléctricos. Mantiene el par motor constante y no supone un desaprovechamiento de la energía eléctrica. Se utiliza tanto en corriente continua como en alterna, como su nombre lo indica, al controlar: un momento alto (encendido o alimentado) y un momento bajo (apagado o desconectado), controlado normalmente por relevadores (baja frecuencia) o MOSFET o tiristores (alta frecuencia).

Otros sistemas para regular la velocidad modifican la tensión eléctrica, con lo que disminuye el par motor; o interponen una resistencia eléctrica, con lo que se pierde energía en forma de calor en esta resistencia.

Otra forma de regular el giro del motor es variando el tiempo entre pulsos modulación por frecuencia de pulsos de duración constante.

La modulación por ancho de pulsos también se usa para controlar servo motores, los cuales modifican su posición de acuerdo al ancho del pulso enviado cada un cierto período que depende de cada servo motor. Esta información puede ser enviada utilizando un microcontrolador.

Otra aplicación utilizada frecuentemente es en los inversores, este tipo de circuitos tienen la capacidad de generar señales alternas a partir de señales continuas. Los inversores se utilizan en aplicaciones tales como controlar la velocidad de motores de corriente alterna, sistemas de alimentación ininterrumpidas (UPS) y dispositivos de corriente alterna que funcionan a partir de baterías de automóvil.

2.2 Generación de pulsos modulados por anchura utilizando

componentes analógicos.

Existen diferentes maneras de generar pulsos por medio de circuitos analógicos, una de ellas, como ya se menciono consiste en comparar dos señales (figura 2.2). También se puede utilizar un C.I. 555 en la configuración de modulador de ancho de pulso como se muestra en la figura 2.3

CAPITULO II

35

Figura 2.2: Generador de PWM por medio de comparadores.

Figura 2.3: C.I. 555 como modulador de ancho de pulso

2.2.1 Funcionamiento El circuito mostrado en la figura 2.2 los amplificadores U1, U2 y U3 se encargan de generar la onda triangular, por medio de la entrada no inversora del amplificador U3 se puede variar la frecuencia de la señal triangular. El amplificador operacional U4 funciona como comparador en donde en su terminal no inversora entra la señal triangular, mientras que en la terminal inversora entra la señal que proviene de un nivel de referencia de voltaje que se puede variar para obtener un uso a la salida con duración también variable. El MOSFET conectado a la salida proporciona la potencia necesaria para alimentar a la carga.

Se puede implementar un modulador por ancho de pulso por medio del C.I. 555, el circuito se basa en un potenciómetro y dos diodos. La carga y descarga se realiza de manera independiente, pudiendo así cambiar el ancho de pulso manteniendo la frecuencia fija.

CAPITULO II

36

2.2.2 Ventajas y desventajas Como se mencionó anteriormente utilizando circuitos analógicos existe la posibilidad de que sean afectados por interferencias generadas por radiofrecuencia, además que el ancho de pulso depende de un nivel de voltaje que es fijado por potenciómetros, lo cual hace que se tengan variaciones. Utilizando un C.I. 555 se puede generar con muy pocos componentes, haciéndolo muy económico. 2.3 Circuito generador de pulsos modulados por anchura utilizando un microcontrolador Por medio de un microcontrolador se pueden generar los pulsos modulados por anchura haciendo uso de las funciones de Temporización y las funciones de retardos (ver figura 2.3). 2.3.1 Funcionamiento El microcontrolador dispone de rutinas de retardo que son útiles para procesos que no un estricto control de tiempos. Otro procedimiento más eficaz y preciso consiste en la utilización de un timer. Un timer se implementa por medio de un contador que determina el tiempo preciso entre el momento en que el valor es cargado y el instante en el que se produce su desbordamiento. Un timer típico se describe de manera simplificada en la figura 2.4. Consiste en un contador ascendente (también podría ser descendente) que, una vez inicializado con un valor, su contenido se incrementa con cada impulso hasta llegar a su valor máximo, desbordando y volviendo a comenzar de cero.

Figura 2.4: Esquema simplificado de un timer

El principal problema cuando se configura el timer como temporización es el cálculo de los tiempos de temporización. Se puede utilizar la siguiente formula (ecuación 4):

16Temporización Prescaler 2 1 Carga 0CMT TMR 4

Donde:

Temporización, es el tiempo deseado CMT , es el periodo de un ciclo máquina (1 s para nuestro caso) Prescaler, es el rango de divisor de frecuencia elegido

CAPITULO II

37

162 1 Carga 0TMR , es el número total de impulsos a contar por el

TMR0 antes de desbordarse Se puede utilizar el timer para generar pulsos con tiempos de duración muy precisas. 2.3.2 Ventajas y desventajas Se puede utilizar el timer para generar pulsos con tiempos de duración muy precisos, Las rutinas de tiempo se ejecutan basadas en el reloj del microcontrolador, que al ser un cristal de cuarzo son muy estables. Una de las desventajas es el calculo de los tiempos de carga del temporización, a veces es necesario ajustarlos considerando los tiempos en que se realizan las instrucciones del programa que no involucran al timer.

2.4 Modulación por ancho de pulso (PWM) En muchas aplicaciones, para controlar el voltaje de salida de los inversores, se necesita con frecuencia 1) hacer frente a las variaciones de de entrada de cd, 2) regular el voltaje de los inversores y 3) satisfacer los requisitos de control de voltaje y frecuencia constante. Dos de las técnicas mas utilizadas para este propósito son:

- modulación por ancho de un solo pulso - modulación por ancho de pulsos múltiples

La tercera señal del presente generador es un pulso modulado por anchura, con una frecuencia de 60 Hz, que es una frecuencia útil para trabajar con los inversores. 2.4.1 Planteamiento En el control de modulación por ancho de un solo pulso sólo hay un pulso por cada medio ciclo, y se hace variar su ancho para controlar el voltaje de salida. La figura 2.5 muestra la generación de las dos señales de control proporcionadas por el generador y el voltaje de salida al ser aplicados a un puente inversor completo.

CAPITULO II

38

Figura 2.5: Modulación por ancho de un solo pulso

El voltaje rms de salida se puede determinar con ecuación 5:

1 2

22

2

2

2O S SV V d t V 5

Se puede modificar el ancho del pulso , de 0° a 180°, y el voltaje rms de salida de OV hasta SV . La serie de Fourier del voltaje de salida es

1,3,5,...

4sen sen

2O

n

VS nv t n t

n 6

Debido a la simetría del voltaje de salida respecto al eje x, las armónicas pares (para n = 2, 4, 6…) están ausentes. 2.4.2 Diagrama de flujo El siguiente diagrama de flujo muestra el proceso que realiza el microcontrolador para generar las dos salidas PWM, se calcularon los tiempos altos y bajos, mínimos y máximos, para cargar el timer y se pueda variar el ancho del pulso entre estos dos límites (ver figura 2.6).

CAPITULO II

39

Figura 2.6: Diagrama de flujo. Modulación por ancho de pulso (PWM)

NO

NO

Si

Si

Si

Si

Inicio

Inicializa variables de

tiempo alto y tiempo

bajo

While

infinito

Lee el tiempo

alto y el tiempo bajo

Activa el puerto RB7 con 1 durante el

tiempo alto

Espera a que

finalice el conteo del timer

hasta llegar a

cero

Limpia bandera de desbordamiento

Y

Desactiva el puerto RB7 poniéndolo en bajo durante

el tiempo en bajo

Espera a que

finalice el conteo del timer

hasta llegar a

cero

Activa el puerto RB6

con 1 durante el

tiempo alto

Espera a que

finalice el conteo del timer

hasta llegar a

cero

Oprimido

el botón de

salida?

Salir

y regresa al

menú principal

Espera a que finalice el

conteo del

timer hasta llegar a cero

Limpia bandera de desbordamiento Y

Desactiva el puerto RB6

poniéndolo en bajo durante el tiempo en bajo

CAPITULO II

40

2.4.3 Análisis del código Se ha elegido un ancho de pulso mínimo de 10μs, será también el valor por omisión del PWM. Entonces la carga en timer según la ecuación 7 será:

16 TemporizaciónCarga 0 2 1

Prescaler

1065535

1 1

65525 mínimo tiempo alto

CM

TMRT

s

s 7

El máximo ancho del pulso es la duración de medio ciclo 8.33 =8330 sms . Se tomó en cuenta una zona muerta de 10 s para evitar que los dos pulsos se activen al mismo tiempo y provocar un corto circuito en un inversor. El máximo tiempo alto queda (ver ecuación 8):

16 TemporizaciónCarga 0 2 1

Prescaler

832065535

1 1

57215 máximo tiempo alto

CM

TMRT

s

s 8

El timer se configura para trabajar como contador, a 16 bits y prescaler de 1. Los 8330 s del semiciclo son divididos en tiempo alto y tiempo bajo, se activa la salida RB5 y se carga el timer con tiempo alto, el timer se desborda y RB5 pasa a nivel bajo, permaneciendo así el tiempo en el que se activa RB6 y su respectivo tiempo bajo. El proceso se realiza periódicamente leyendo con una función si hay cambios en los tiempos. El programa regresa a la función principal del generador (menú) al ser activada la entrada en RB2. RB0 decrementa el ancho del pulso, mientras que RB1 lo incrementa (ver código 3).

Código 3

void Cto_3() Pantalla_Cto3(); // Llamada a función, despliega en el LCD tbajo = 57217; //8318 us, máximo tiempo bajo talto = 65525; //10 us, mínimo tiempo alto while(1) INTCONbits.TMR0IF = 0; Desplazamiento_3(); // Lee el tiempo alto y bajo del pulso PORTBbits.RB7 = 1; // Activa el pulso en RB7 WriteTimer0(talto); //con duracion de tiempo alto while(INTCONbits.TMR0IF == 0) // Espera a que finalice el conteo INTCONbits.TMR0IF = 0; // Limpia la bandera de desbordamiento PORTBbits.RB7 = 0; // Desactiva el pulso en RB7 WriteTimer0(tbajo); // Duración del tiempo bajo

CAPITULO II

41

while(INTCONbits.TMR0IF == 0) //mas el tiempo de activación y //desactivación de RB6 INTCONbits.TMR0IF = 0; PORTBbits.RB6 = 1; // Activa el pulso en RB6 WriteTimer0(talto); //con duración de tiempo alto while(INTCONbits.TMR0IF == 0) // Espera a que finalice el conteo INTCONbits.TMR0IF = 0; // Limpia la bandera de desbordamiento PORTBbits.RB6 = 0; // Desactiva el pulso en RB6 WriteTimer0(tbajo); // Duración del tiempo bajo while(INTCONbits.TMR0IF == 0) //mas el tiempo de activación y desactivación de RB7 if(PORTBbits.RB0 == 0) Menú(); // Regresa al menú cuando se oprime RB0

2.4.4 Graficas del circuito Modulación por ancho de pulso (PWM) obtenidas en laboratorio Se realizaron las pruebas en el laboratorio obteniendo los resultados mostrados en las figuras de la 2.7 a la 2.9. Se muestran las dos salidas del PWM a los valores más significativos del ancho de pulso.

Figura 2.7: PWM mínimo ancho de pulso: 10μs

CAPITULO II

42

Figura 2.8: PWM máximo ancho de pulso: 8320μs

Figura 2.9: PWM ancho de pulso 50%:4160μs Cuando se selecciona la tercera señal en el generador, por omisión el ancho de pulso aparece al valor mínimo (10 µs), se puede ajustar el valor aumentando o disminuyendo el ancho de pulso por medio de dos botones. El valor actual de los pulsos se despliega en el LCD. 2.5 Modulación de varios pulsos uniformes (UPWM) Se puede reducir el contenido de armónicas usando varios ciclos en cada medio ciclo del voltaje de salida. A esta clase de modulación se le llama modulación por ancho de pulso uniforme (UPWM, de uniform pulse – width modulation)

CAPITULO II

43

2.5.1 Planteamiento Como puede observarse en la figura 2.7 existe una señal de referencia que establece la frecuencia de salida Of , y la frecuencia de la portadora Cf determinada por la cantidad de pulsos p por cada medio ciclo. El índice de modulación controla el voltaje. La cantidad de pulsos por medio ciclo se determina con la ecuación 9:

2 2

fC

O

mfp

f 9

Donde f C Om f f , se define como la relación de modulación de frecuencia.

Figura 2.10: Parámetros y voltaje a la salida de un inversor UPWM

Si es el ancho de cada pulso, el voltaje rms de salida se calcula con la ecuación 10:

1

222

2

2

2

p

O S Sp

p pV V d t V 10

La variación del índice de modulación M de 0 a 1 hace variar el ancho del pulso

desde 0 hasta 2T p 0a p , y al voltaje rms de salida de OV hasta SV , la forma general de la serie de Fourier para el voltaje instantáneo de salida es (ver ecuación 11):

CAPITULO II

44

1,3,5,...

senO n

n

v t B n t 11

El coeficiente nB de la ecuación anterior se puede determinar considerando un par de pulsos tales que la duración del pulso positivo comience en t y la del negativo, del mismo ancho comience en t . Esto se ve en la figura 2.10 se pueden combinar los efectos de todos los pulsos para obtener el voltaje efectivo de salida que se calcula con la ecuación 12.

2

1

4 3 3sen sen sen

4 4 4

p

Sn m m

m

V nB n n

n 12

Debido a la simetría del voltaje de salida respecto al eje x, 0nA , y las armónicas pares (para n = 2, 4, 6) están ausentes. 2.5.2 Diagrama de flujo A continuación se muestra el procedimiento que sigue el microcontrolador para generar la señal UPWM, se puede tener con 3, 5 o 7 pulsos, los tiempos para cada una de las opciones esta calculada la carga del timer, la variable n es el numero de pulsos por semiciclo. Por medio de un ciclo for se realiza el conteo.

CAPITULO II

45

Figura 2.11: Diagrama de flujo, Modulación de varios pulsos uniformes (UPWM) 2.5.3 Análisis del código Se pueden generar 3, 5 o 7 pulsos por semiciclo, por omisión está configurado para generar 3 pulsos con un ancho de 10μs (n = 3). Se realiza una rutina de conteo para generar n pulsos, Cada opción tiene los tiempos máximos y mínimos en los cuales el ancho de pulso puede moverse. La función de desplazamiento lee el valor de retardo y monitorea si éste es modificado. También registra el momento que se oprima RB0 que es la entrada que hace que el programa regrese al menú principal (ver código 4).

NO NO

Si

Si

Si

Si Si

Si

Asigna un nivel bajo (0) al puerto

RB7 y mantelo en ese estado

durante X tiempo

Si

Inicio

Lee que es lo que tiene n , que es el

numero de pulsos

Asigna j=0

n=3

While infinito

For i=0;i<n;i++

Asigna un nivel alto (1) al puerto RB7 y mantelo en ese estado durante

X tiempo

Espera a que finalice el conteo

del timer hasta

llegar a cero

Espera a que finalice el conteo

del timer hasta

llegar a cero

For i=0;i<n;i++

Asigna un nivel alto (1) al puerto RB6 y mantelo en ese estado durante

X tiempo

Espera a que

finalice el conteo del timer hasta

llegar a cero

Asigna un nivel bajo (0) al puerto

RB6 y mantelo en ese estado

durante X tiempo

Espera a que finalice el conteo

del timer hasta

llegar a cero

Oprimido el botón de salida?

Salir y regresa

al menú principal

CAPITULO II

46

Código 4 void Cto_4() Pantalla_Cto4(); // Llamada a función, despliega en el LCD n = 3; while(1) Desplazamiento_4(); // Lee el ancho de los pulsos for(i=0; i<n; i++) // n = 3,5 o 7 pulsos por semiciclo PORTBbits.RB7 = 1; WriteTimer0(talto); while(INTCONbits.TMR0IF == 0) INTCONbits.TMR0IF = 0; PORTBbits.RB7 = 0; WriteTimer0(tbajo); while(INTCONbits.TMR0IF == 0) // Duración del tiempo bajo // En el ultimo pulso se suma la //duración INTCONbits.TMR0IF = 0; //de activación y desactivación de los pulsos en RB6 for(i=0; i<n; i++) // n = 3,5 o 7 pulsos en RB6 PORTBbits.RB6 = 1; WriteTimer0(talto); // Anchura de los pulsos while(INTCONbits.TMR0IF == 0) INTCONbits.TMR0IF = 0; PORTBbits.RB6 = 0; WriteTimer0(tbajo); while(INTCONbits.TMR0IF == 0) // Duración del tiempo bajo // En el ultimo pulso se suma la duración INTCONbits.TMR0IF = 0; //de activación y desactivación de los pulsos en RB7 if(PORTBbits.RB0 == 0) Menu(); // Regresa al menú cuando se oprime RB0 2.5.4 Graficas del circuito modulación de varios pulsos uniformes (UPWM) obtenidas en la simulación (P-SPICE) Las figuras 2.12 a 2.14 muestran los diferentes valores para un UPWM con tres pulsos. La simulación muestra una salida.

CAPITULO II

47

Figura 2.12: Tres pulsos a mínimo ancho de pulso

Figura 2.13: Tres pulsos, 50% ancho de pulso

Figura 2.14: Tres pulsos a máximo ancho de pulso

Las figuras 2.15 a 2.17 muestran los resultados obtenidos en las simulaciones para un UPWM con los valores más relevantes de ancho de pulso.

CAPITULO II

48

Figura 2.15: Cinco pulsos a mínimo ancho de pulso

Figura 2.16: Cinco, 50% ancho de pulso

Figura 2.17: Cinco pulsos a máximo ancho de pulso

Las figuras 2.18 a 2.20 muestran los resultados obtenidos para un UPWM con 7 pulsos por semiciclo y diferentes anchos de pulso, puede verse que la frecuencia debe de ser constante (60Hz).

CAPITULO II

49

Figura 2.18: Siete pulsos a mínimo ancho de pulso

Figura 2.19: Siete pulsos, 50% ancho de pulso

Figura 2.20: Siete pulsos a máximo ancho de pulso

CAPITULO II

50

2.5.5 Graficas del circuito modulación de varios pulsos uniformes (UPWM) obtenidas en el laboratorio. Las siguientes fotografías son el resultado de las mediciones realizadas en el laboratorio con un osciloscopio digital. Se muestran las dos salidas del generador. Las figuras 2.21 a 2.23 muestran el generador con 3 pulsos por semiciclo y valores 3 valores significativos de ancho de pulso.

Figura 2.21: UPWM 3 pulsos, mínimo ancho

Figura 2.22: UPWM 3 pulsos, 50% de ancho

CAPITULO II

51

Figura 2.23: UPWM 3 pulsos, máximo ancho

Las figuras 2.24 a 2.26 muestran el generador UPWM con 5 pulsos. La señal tiene una frecuencia de 60Hz, pero el osciloscopio muestra la frecuencia de repetición entre cada pulso del semiciclo.

Figura 2.24: UPWM 5 pulsos, mínimo ancho

CAPITULO II

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Figura 2.25: UPWM 5 pulsos, 50% de ancho

Figura 2.26: UPWM 5 pulsos, máximo ancho

Finalmente las figuras 2.27 a 2.29 muestran el UPWM con 7 pulsos y los valores de ancho de pulso manejados.

CAPITULO II

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Figura 2.27: UPWM 7 pulsos, mínimo ancho

Figura 2.28: UPWM 7 pulsos, 50% de ancho

CAPITULO II

54

Figura 2.29: UPWM 7 pulsos, máximo ancho Además de las tres posiciones de ancho mostradas para los UPWM, el generador es capaz de ajustar el ancho de pulso a cualquier valor intermedio entre el mínimo y máximo por medio de dos botones. El LCD despliega tanto el número de pulsos actual como su ancho.

CAPITULO III

55

CAPITULO III

APLICACIONES

3.1 INTRODUCCION

Los dispositivos semiconductores utilizados en Electrónica de Potencia se pueden clasificar en tres grandes grupos, de acuerdo con el grado que tienen de control:

1. Dispositivos no controlados: en este grupo se encuentran los Diodos. Los estados de conducción o cierre (ON) y bloqueo o abertura (OFF) dependen del circuito de potencia. Por tanto, estos dispositivos no disponen de ningún terminal de control externo.

2. Dispositivos semicontrolados: en este grupo se encuentran, dentro de la

familia de los Tiristores, los SCR (“Silicon Controlled Rectifier”) y los TRIAC (“Triode of Alternating Current”). En éste caso su puesta en conducción (paso de OFF a ON) se debe a una señal de control externa que se aplica en uno de los terminales del dispositivo, comúnmente denominado puerta. Por otro lado, su bloqueo (paso de ON a OFF) lo determina el propio circuito de potencia. Es decir, se tiene control externo de la puesta en conducción, pero no así del bloqueo del dispositivo.

3. Dispositivos totalmente controlados: en este grupo encontramos los

transistores bipolares BJT (“Bipolar Junction Transistor”), los transistores de efecto de campo MOSFET (“Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor”), los transistores bipolares de puerta aislada IGBT (“Insulated Gate Bipolar Transistor”) y los tiristores GTO (“Gate Turn-Off Thyristor”), entre otros.

Diodos de Potencia Un diodo de potencia puede soportar tensiones inversas elevadas. Si se supera el valor de voltaje de ruptura especificado por el fabricante, el diodo puede llegar a destruirse por excesiva circulación de corriente inversa y en definitiva, por excesiva disipación de potencia.

CAPITULO III

56

Los diodos de potencia pueden llegar a soportar tensiones de ruptura de KiloVolts (KV), y pueden conducir corrientes de KiloAmperes (KA). Evidentemente, el tamaño del diodo condiciona sus características eléctricas, llegándose a tener diodos con tamaños del orden de varios cm2. Los diodos de potencia se caracterizan porque en estado de conducción, deben ser capaces de soportar una alta intensidad con una pequeña caída de voltaje. En sentido inverso, deben ser capaces de soportar un fuerte voltaje negativo de ánodo con una pequeña intensidad de fugas.

3.2 Dispositivos semicontrolados 3.2.1 El SCR. Un rectificador controlado de silicio (SCR) es un dispositivo de tres terminales usado para controlar corrientes altas para una carga. El símbolo esquemático del SCR se presenta en la figura 3.1.

Figura 3.1: Símbolo esquemático y nombres de las terminales de un SCR. El SCR es un dispositivo unidireccional; deja pasar corriente en un solo sentido después de que se haya aplicado una señal de control a su puerta. Realiza pues una rectificación controlada. Sus principales aplicaciones son donde se requiere la regulación de la corriente alterna, entre ellas, el control de velocidad de motores, la soldadura eléctrica y la cantidad de iluminación.

3.2.2 El TRIAC

El TRIAC se asemeja a dos SCR conectados en paralelo-inverso. El TRIAC puede encenderse mediante un pulso de corriente de compuerta y no requiere voltaje de ruptura para iniciar la conducción. El TRIAC es capaz de conducir corriente en cualquier dirección cuando se le dispara a encendido dependiendo de la polaridad de sus terminales ánodo y cátodo. Así como el SCR, los TRIAC también se usan para controlar potencia promedio en una carga mediante el método de control de fase.

CAPITULO III

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3.3 Dispositivos totalmente controlados 3.3.1 El MOSFET Los MOSFET son transistores controlados por voltaje. Ello de debe al aislamiento (óxido de Silicio) de la puerta respecto al resto del dispositivo. Existen dos tipos básicos de MOSFET, los de canal n y los de canal p, si bien en Electrónica de Potencia los más comunes son los primeros, por presentar menores pérdidas y mayor velocidad de conmutación, debido a la mayor movilidad de los electrones con relación a los agujeros. La familia de controladores de MOSFET proporciona seguridad, fácil uso y soluciones eficientes para la mayoría de las aplicaciones que demandan controles de MOSFETs y IGBTs. Estos dispositivos pueden ser usados para el control de cargas capacitivas, resistivas e inductivas debido a que soportan picos de corriente altos, tienen tiempos de conmutación rápidos y baja impedancia. Los niveles de entrada de voltaje TTL o CMOS se pueden usar para generar los niveles de voltaje necesarios a la salida. Los controladores de MOSFET son totalmente operativos con niveles de voltaje de alimentación de hasta 30volts, están disponibles en una gran variedad de rangos de temperatura, varias configuraciones (simples, dobles, cuádruples) y con la opción de salida invertida o no invertida. Disponen de circuitos de protección interna contra descargas electrostáticas y condiciones de bloqueo. Estos productos son ideales para todas las aplicaciones que utilicen grandes MOSFETs o IGBTs tales como: fuentes de alimentación conmutadas, control de motores, amplificadores conmutados clase-D, equipos de test automáticos, sistemas de automoción, control de transformador de pulsos. También se pueden utilizar en aplicaciones con transductores piezoeléctricos, cables coaxiales, relés, solenoides, etc.

3.4 APLICACIÓN Y PRUEBA 1, Control de velocidad de un motor de CA (Corriente Alterna). Operación: Como se mencionó el SCR y el TRIAC son usados para controlar la potencia que se entrega a una carga (motor). En la figura 3.2 se muestra la aplicación que se le pueden dar al generador de pulsos controlando el ángulo de fase así como también se valida el funcionamiento del mismo. Se utilizo el optoacoplador MOC3011, el cual nos proporciona un aislamiento para no dañar así al generador debido a que se esta trabajando con los 120volts de la línea. Este optoacoplador tiene un TRIAC el cual al ser disparado por la luz del diodo autocontenido, produce el disparo del TRIAC de potencia 2N6073 tanto en el semiciclo positivo como en el negativo. Haciendo variar la fase del disparo podemos regular la potencia en la carga.

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Figura 3.2: Circuito propuesto para controlar la velocidad de un motor de CA.

Debido a la inductancia de dispersión del motor, se genera un sobre pico en las terminales del TRIAC, ocasionado por esta inductancia que trata de mantener su corriente para apagarse el TRIAC. Para atenuar este sobre-pico se coloco el snubber formado por resistencia de 470ohms y el capacitor de 0.1µF (ver figura 3.2). Para esto se tomo en cuenta la siguiente ecuación (ecuación 13):

13

Donde: Vdrm = Voltaje pico repetitivo. Vd/dt = Aplicación del bloqueo de voltaje por tasa de conmutación.

Esto valores dependen del dispositivo que se este utilizando y se pueden en encontrar en las hojas de especificaciones del fabricante del dispositivo. Vdrm = 400Volts para el 2N7063 Vd/dt = 5V/µs Proponiendo un capacitor de 0.1µF podemos encontrar la resistencia (ver ecuación 14).

14

R = 505.6Ω; Se aproximo este resultado a un valor comercial de 470Ω La figura 3.3 muestra la tensión aplicada a la carga con un ángulo de retardo de 90°. Durante el ángulo de retraso el TRIAC no conduce, por lo que la carga no recibe tensión, luego se dispara (conduce) y la parte que falta para completar el semiciclo positivo es aplicada a la carga. Esto se repite para el semiciclo negativo. El control de los tiempos de disparo del TRIAC nos permite

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regular la tensión aplicada a la carga observándose con esto que la velocidad del motor varía.

Figura 3.3. Tensión en el motor con un ángulo de retraso de 90° La figura 3.4 muestra la tensión aplicada a la carga así como el pulso que dispara el TRIAC a un ángulo de retraso de 90°. Durante el ángulo de retraso el TRIAC no conduce, por lo que la carga no recibe tensión, luego se dispara (conduce) y la parte que falta para completar el semiciclo positivo es aplicada a la carga. Esto se repite para el semiciclo negativo. El control de los tiempos de disparo del TRIAC nos permite regular la tensión aplicada a la carga. Observándose con esto que la velocidad del motor varía.

Figura 3.4: Tensión en el motor con un ángulo de retraso de 90° y pulsos de referencia

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La figura 3.5 muestra la tensión aplicada a la carga únicamente en el semiciclo positivo con un ángulo de retardo de 90°. Durante el ángulo de retraso el TRIAC no conduce, por lo que la carga no recibe tensión, luego se dispara (conduce) y la parte que falta para completar el semiciclo positivo es aplicada a la carga. Como se observa esta forma de onda es muy semejante a la que proporciona el SCR a la carga, de esta manera se puede controlar por medio del generador si se desea que conduzca en el semiciclo negativo o no.

Figura 3.5: Tensión en el motor con un ángulo de retraso de 90° y pulsos de referencia De manera visual se pudo comprobar que a medida que se aumentaba el ángulo de retraso al TRIAC el motor iba reduciendo su velocidad llegando a quedar en alto total a aproximadamente a un ángulo de 135°cuando se tiene el control en el semiciclo positivo y negativo. Cuando únicamente se tenía el control del semiciclo positivo llegaba a un alto total a aproximadamente 90° de retraso.

3.5 APLICACIÓN Y PRUEBA 2, Inversor de CD-CA. Operación: Como se había mencionado los MOSFET son dispositivos que pueden ser usados para el control de cargas, para este caso como un interruptor. En la figura 3.6 se muestra la aplicación que se le pueden dar al generador de pulsos en el modo de PWM. En la figura 3.7 se muestra el empleo de un comparador (LM339) y un transistor los cuales nos proporcionan un aislamiento y una adecuación para no dañar así al generador. El aislamiento es necesario

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para el control adecuado de la etapa de inversión CD/CA. Esta etapa de además de acoplar la señal también adecuara el voltaje que generador proporciona a un voltaje de 12volts para que con este voltaje poder saturar el MOSFET de potencia IRF510. El transistor BD135 es utilizado como inversor para invertir la señal y así tener dos señales por salida estas dos señales nos servirán para controlar los MOSFET.

Figura 3.6: Inversor en puente completo.

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Figura 3.7: Etapa de aislamiento y adecuación de voltaje. El inversor en puente H completo está formado por 4 interruptores de potencia totalmente controlados MOSFETs, tal y como se muestra en la figura 3.6. A diferencia de los transistores bipolares, los transistores MOSFET poseen una resistencia entre Drenaje y Fuente (RDS) cuando son activados que rondan los 0.1ohms (dependiendo del modelo). Esto significa que en un ejemplo como el anterior y trabajando con una corriente de 4ampers estaríamos perdiendo solo 0.4volts por transistor (0.8volts en total), lo cual representa una notable mejora en el rendimiento del puente. El voltaje aplicado en la carga (foco) puede ser de aproximadamente + 12, -12, ó 0, dependiendo del estado de los interruptores, en las figuras 4.8, 4.9 y 4.10 se muestra el voltaje aplicado a la carga (foco). En éste caso la tensión positiva en la carga (foco) se mantienen M1 y M4 conduciendo (M3 y M2 abiertos). La tensión negativa se obtiene de forma complementaria (M3 y M2 cerrados y M1 y M4 abiertos) y la tensión nula a la salida es manteniendo todos los interruptores abiertos durante cierto intervalo. La conmutación periódica de la tensión de la carga entre + 12, - 12 y 0 genera en la carga (foco) una tensión con forma de onda cuasi-cuadrada. Aunque esta salida alterna no es senoidal pura, puede ser una onda de alterna adecuada para algunas aplicaciones. De manera visual se pudo observar que a medida que se aumentaba el ancho de pulso de control, el foco iba aumentando su intensidad luminosa.

Figura 3.8: Formas de onda de tensión en la carga (foco) del inversor en puente completo controlado por cancelación de tensión (modulación por onda casi-cuadrada), ancho del pulso

de control al 15%.

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Figura 3.9: Formas de onda de tensión en la carga (foco) del inversor en puente completo controlado por cancelación de tensión (modulación por onda casi-cuadrada) ancho del pulso de

control al 50%.

Figura 3.10: Formas de onda de tensión en la carga (foco) del inversor en puente completo controlado por cancelación de tensión (modulación por onda casi-cuadrada) ancho del pulso de

control al 90%.

CAPITULO IV

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CAPITULO IV

COSTOS

Costos de construcción del generador

A continuación se presenta el costo total de los materiales empleados en la construcción del generador. Costo de los Materiales Empleados

DESCRIPCION CANTIDAD UNIDAD PRECIO UNITARIO TOTAL

microcontrolador PIC 18F452 1 pieza $21.73 $22.73 comparador LM339 1 pieza $3.48 $3.48 Pantalla de LCD 4X40 1 pieza $416.00 $416.00 Resistencias(diferentes valores) a 1/2 watt 20 piezas $0.44 $8.70 Capacitores 2 piezas $4.35 $8.70 Pushboton 4 piezas $6.96 $27.83 transformador 1 pieza $80.00 $80.00 Diodos 3 piezas $4.35 $13.04 clavija 1 pieza $5.00 $5.00 tablilla de cobre 1 cara 1 pieza $90.43 $90.43 Gabinete 1 pieza $100.00 $100.00 Base de 28 pines 1 pieza $3.20 $3.20 SUBTOTAL $779.11 IVA15% $116.87 TOTAL $895.97

CAPITULO V

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CAPITULO V

CONCLUSIONES

6.1 Conclusiones Se ha conseguido diseñar y construir un sistema generador de señales capaz de proporcionar cuatro diferentes tipos de pulsos. Las señales proporcionadas pueden ser usadas para controlar dispositivos utilizados en la materia de electrónica de potencia, siendo de gran ayuda en dicho curso. Con lo anterior el objetivo general del proyecto queda cubierto. Pensando en las nuevas generaciones de alumnos, el presente proyecto tiene como finalidad ayudar a que el aprendizaje sea ampliado. La literatura relacionada con la materia de electrónica de potencia hace mención de las señales que se necesitan para controlar los dispositivos, pero no se explica como generarlas. En la experiencia que se tuvo al cursar dicha materia se perdió mucho tiempo en el diseño y construcción de los circuitos. Con en el presente proyecto el alumno podrá dedicarse a ver el funcionamiento de los dispositivos y enfocarse en las aplicaciones. Este trabajo nos permitió aprender más acerca del uso, ventajas y desventajas de usar un microcontrolador en lugar de usar componentes analógicos, El programa se fue mejorando poco a poco hasta optimizarlo. Algunos problemas que se encontraron fueron, en una primera instancia con el subsistema analógico en el bloque del detector de cruce por cero ya que no habíamos encontrado un circuito lo suficientemente exacto con el cruce por cero, la mayoría de los circuitos que consultamos tenían errores es decir, que los pulsos que generaban lo hacían después de cierto tiempo de haber cruzado por cero además de que no eran simétricos. Otro problema que encontramos fue en el momento de realizar las primeras pruebas de la generación de las dos primeras señales ya que el PIC en algunas ocasiones no detectaba la señal proveniente del detector de cruce por cero y esto se debió a que no habíamos configurado el PIC para que detectara tanto flancos de subida como flancos bajada. Se realizaron pruebas para verificar el funcionamiento, las señales generadas pueden usarse en otras aplicaciones de acuerdo a las necesidades del usuario.

CAPITULO V

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El manejo del generador se realizo con pocos botones, haciéndolo muy fácil de utilizar, además de incorporar un LCD que despliega la información de cada señal. Dos de los primeros pulsos están sincronizados con la línea y tienen una duración en alto de 10μs en cada semiciclo, tiempo suficiente para activar la compuerta del TRIC y del SCR. Los otros dos son pulsos modulados por anchura PWM y UPWM, y oscilan a una frecuencia de 60Hz, que es la frecuencia de línea, lo cual permite realizar aplicaciones para manejar aparatos de corriente alterna. También fue necesario diseñar una fuente de alimentación que se adecuara a las necesidades de dicho sistema ya que se tenían que cumplir características específicas para que el sistema funcionara correctamente.

APENDICE A

67

APENDICE A

DISEÑO DE LA FUENTE

DE ALIMENTACIÓN

Elección de la fuente de alimentación La fuente de alimentación es un elemento importante para el generador ya que es el que va a alimentar el sistema es por eso que en este apéndice se muestra como se construyo dicha fuente desde el diseño del transformador hasta la fuente misma.

Elección del transformador A fin de cumplir con las necesidades de alimentación del sistema se decidió diseñar un transformador eléctrico monofásico de dos bobinados secundarios independientes entre si, los cuales cumplirán con las características especificas para la alimentación de cada subsistema (microcontrolador y detector). La elección del voltaje se hizo teniendo en cuenta que el PIC18F452 (microcontrolador utilizado en el bloque digital) se alimenta entre 4.2Vdc – 5.5Vdc además consume una corriente de 300mA. La etapa de potencia se alimenta con 5Vdc y consume una corriente de 1A. El detector de cruce por cero se alimenta con 5Vdc y consume una corriente de 100mA.

Diseño del Transformador El primario constara de una tensión de entrada de 120volts. En el secundario tenemos la necesidad de dos bobinados, uno de ellos con 9VCA y 1A, mientras que el segundo de 3VCA y 1A.

APENDICE A

68

Figura A.1: Imagen del transformador a construir

Determinación De La Potencia Eléctrica Necesaria

Como se menciono tenemos la necesidad de calcular, diseñar y construir un transformador cuyo esquema eléctrico es el que se muestra en la figura anterior (Figura A.1). El cálculo debe partir del conocimiento de la potencia total que tiene que entregar el transformador. Para ello se trabaja desde el secundario hacia el primario. La potencia del secundario, viene dada por la suma de las potencias que debe entregar cada arrollamiento.

sec sec1 sec2 sec3 secnW W W W W Watts

En donde:

Watts

Watts

n 1,2,3,...,i secundario cada de eficaz PotenciaW

secundario del eficaz totaleléctrica PotenciaW

seci

sec

Directamente del esquema, relevamos los siguientes datos:

Aplicando la formula tenemos:

sec sec1 sec2 sec1 sec1 sec2 sec2W W W V I V I (9 1 ) (3 1 ) 12 V A V A Watts

1er. secundario Vsec1 = 9 Voltios Isec1 = 1 Amperes

2do. secundario Vsec2 = 3 Voltios Isec2 = 1 Amperes

APENDICE A

69

Potencia del PRIMARIO y TOTAL

Debido esencialmente a las pérdidas en el hierro, experimentalmente se sabe que la potencia del primario (igual a la potencia total) es aproximadamente superior a la del secundario en un 20%. Por ello se tiene la siguiente fórmula:

Wattssecpri W2.1W

priW 1.2 12 14.4 Watts El valor del 20% aplicado, corresponde al valor más frecuente de pérdidas en el hierro. Si deseamos redondear este valor calculado, escribimos el valor que queremos adoptar para la sección del núcleo de hierro. Este será el valor con que se continuará el cálculo, ya que se trata de una aproximación a las necesidades reales por exceso.

rW 37 Watts

Especificaciones eléctricas de partida

Cálculo de la sección del núcleo de hierro

Experimentalmente se sabe que la sección del núcleo de hierro, puede variar entre amplios límites, resultando de ello mayor o menor rendimiento (entre 94 y 99%) o mayor o menor costo (menor costo para rendimientos menores). En el caso que nos ocupa, aplicaremos fórmulas empíricas resultado de observaciones atendiendo a un máximo rendimiento basado en dos aspectos: A) Pérdidas en el primario igualadas a las pérdidas en el secundario y B) Pérdidas totales en el hierro igualadas a las pérdidas totales en el cobre.

DATO VALOR UNIDAD ACLARACIÓN COMENTARIO

Wr = 37 Watts Potencia eficaz Dato. Potencia real que se quiere obtener del transformador

F = 60 Hz Frecuencia de trabajo Dato. De la línea de alimentación

Vpri = 120 Volts Segunda tensión primaria Dato. Tensión nominal de alimentación alternativa

Vsec1 = 9 Volts Primera tensión secundaria Dato. Primera tensión secundaria Vsec2 = 3 Volts Segunda tensión secundaria Dato. Segunda tensión secundaria.

Isec1 = 1 Ampers Primera corriente secundaria Datos. Corrientes secundarias.

Isec2 = 1 Ampers Segunda corriente secundaria

APENDICE A

70

Notas Óptimo Unidad

Criterios de cálculo Obedece a una determinada relación óptima entre el peso de hierro y el peso del cobre. [cm2]

Flujo máximo 10000 Corresponde a un hierro común en servicio intermitente, (Tabla A.1). Gauss

Densidad admisible 2 Para enfriamiento al aire, con una exigencia que podemos definir como óptima (Tabla A.2). A/mm2

Cálculo de la Sección del núcleo de hierro

[cm2]

Cálculos 6.32139 cm2

Redondeos 6 cm2

Tipo servicio 50 a 60 Hz

Flujo de inducción máximo [Gauss]

Hierro común Hierro calidad Intermitente 10000 13000

Continúo 13000 15000 Se explica que las cifras para servicio intermitente sean menores porque se trata de reducir las pérdidas en el hierro para aumentar las de cobre. Para frecuencias menores (25 Hz) los valores se refuerzan en un 10%.

Tratado de Electricidad, Tomo II, 7ma. Edición, Pág. 294, Francisco L. Singer

Tabla A.1: Flujo de inducción máximo.

Tipo trafo Densidad de corriente [A/mm2]

Normal Admisible Bobinado a aire 1 2 Baño de aceite 1.5 2.5 Baño de agua 2.5 3 Aceite forzado 2.5 3.5 Mejor 3.5 4

Tratado de Electricidad, Pág. 211, ???

Tabla A.2: Densidad de corriente

Los valores de B, D y Sh que adoptaremos para los cálculos próximos son

B = 10000 Gauss D = 2 A/mm2 Sh = 6 cm2

APENDICE A

71

Con las siguientes referencias:

Variable Valor Unidad Detalle Tablas vinculadas

Sh = 6 cm2 Sección del núcleo de hierro

Sección que aparecerá en las próximas fórmulas

W = 37 Watts Potencia eléctrica total con pérdidas Potencia del PRIMARIO y TOTAL

D = 2 A/mm2 Densidad de corriente admisible inicial Densidad de corriente admisible

B = 11000 Gauss Flujo máximo de inducción Flujo máximo de inducción f = 60 Hz Frecuencia de cálculo Frecuencia de 60Hz para nuestro país.

α = 3 W/Kg Pérdidas en el hierro supuestas Pérdidas en el Hierro (Tabla A.3)

Tabla A.3: Perdidas en el Hierro

Determinación del Número de Chapa

A partir de las fórmulas geométricas determinadas en la presentación, calculamos las dimensiones que nos permitirán elegir el tipo de chapa. Por ejemplo para una sección cuadrada: Sabemos que: haSh y para una sección cuadrada es: a Sh 24.4949mm . Con este valor de a vamos a la Tabla de Chapas (Tabla A.4) y seleccionamos la Chapa: Chapa Número: 111

Chapa Tipo Silicio [%] Espesor [mm]

Pérdidas en el hierro [W/Kg]

Aplicaciones

I 0,5 a 0,8 0,5 a 1 3,6 a 8 Para uso intermitente de máquinas y transformadores eléctricos.

II 0,8 a 1,2 0.5 3 Para uso intermitente de transformadores eléctricos.

III 2,4 a 3,0 0.5 2 Para uso normal, servicio permanente de transformadores eléctricos.

IV 3,5 a 4,5 0,35 a 0,5 1 a 1,7 Uso normal, servicio permanente de grandes transformadores.

Valor de las pérdidas (alfa) en el hierro a 10000 Gauss y 60 Hz. Máquinas Eléctricas, Pág. 331, Wagner

APENDICE A

72

Tabla A.4: Tabla de número de chapas y sus dimensiones Si observamos la tabla de chapas normalizadas, vemos que para esta Chapa, se tiene un ancho para la sección central de valor a. Extraemos este valor (que será el real en lo sucesivo) y calcularemos la altura de apilamiento de chapas hr, para cumplir con el área Sh de cálculo.

La nueva altura de apilado (h), es calculada aquí considerando el nuevo ancho (a), justamente el correspondiente a la chapa adoptada.

Determinación del Número de Carrete Para una fabricación en serie, nada mejor que aplicar para los arrollamientos, los carretes plásticos de tamaño normalizado. Alternativamente pueden construirse con cartón prespan de calidad, tal como se muestran en los dibujos de los detalles constructivos. Para el caso en que nos decidamos a usar los primeros, será altamente conveniente obtener una Tabla de Carretes (Tabla A.5) correspondientes a los que vende algún proveedor local, con el objeto de poder comprarle al final del cálculo. Y no hay que olvidar consultarle su disponibilidad de stock.

Chapa Adoptada

Ancho real de la rama

central del núcleo

Ancho real de la

ventana de conductores

Alto real de la ventana

de conductores

Ancho real de la

rama superior e inferior

del núcleo

Altura de apilamiento para cumplir

con la sección Sh reclamada,

mediante cálculos previos,

para el núcleo

a [mm]

br [mm]

cr [mm]

dr [mm]

h = Sh / a [mm]

111 25.4 12.7 33.1 12.7 23.622

APENDICE A

73

Con el a de la chapa entramos a la Tabla de Carretes (Tabla A.5) y seleccionamos el carrete: Carrete Número: 111

Tabla A.5: Tabla de carretes

APENDICE A

74

máx

rmáx SB

De aquí obtenemos los siguientes valores que son:

Carrete Adoptado

Ancho del carrete (aloja rama central)

Altura real de apilado (según carrete

adoptado)

Detalle constructivo

Sección real resultante calculada al aplicar el carrete adoptado

ar [mm] hr [mm] indicar al proveedor Sr = (ar)(hr) [cm2]

111 26 26 0 6.76

Determinación de Número de Espiras por Voltio El fundamento teórico de todo transformador, implica el conocimiento que gobierna al concatenamiento (o encadenamiento) del circuito eléctrico con el circuito magnético. Dicha dependencia viene dada por la ley de inducción a través de lo que se conoce como la Ley de Transformación, expresada por la siguiente fórmula:

8

máx 102

2fNE

En donde: E = Fuerza electromotriz de inducción Volts N = Número de vueltas de un enrollamiento Espiras = Flujo magnético máximo del hierro empleado Maxwell f = Frecuencia de la energía de alimentación Hz A partir de esta expresión y sabiendo que , y cuando B esta en Gauss y Sr en cm2, la formula nos queda:

7102

2fSBNE

de donde deducimos 7

ev

r

2 10N

2π B S f

N

E [espiras/volts]

Numero de espiras por volt Nev = 4.97902 espiras/volts Si se agrupa las constantes numéricas y origina esta otra expresión, más cómoda y levemente corregida en forma experimental. Nos puede servir para comprar y controlar el otro valor calculado.

APENDICE A

75

fSB

10225N

r

5

ev [espiras/volts] N´ev = 5.04303 espiras/volts

Esto indica que será necesario bobinar aproximadamente Nev vueltas de alambre, por cada voltio que se desarrolle, tanto en el primario como en el secundario. A estos valores calculados no es recomendable redondearlos, para no perder precisión en la cadena de evaluaciones posteriores. Además es necesario aclarar que los valores (originados en los datos) involucrados en las fórmulas aplicadas, son los que vienen siendo utilizados desde el principio. La expresión simplificada puede ser aplicada a un cálculo más rápido e intuitivo. Para tener más precisión usaremos el primer valor. Determinación de Número de Espiras del PRIMARIO y del SECUNDARIO El valor de Nev multiplicado por cada una de las tensiones del arrollamiento nos dará el número de espiras totales de cada uno de ellos. El número de espiras Nx, para el bobinado x responde a la expresión:

VxNevNx [Espiras] donde: Vx = Tensión total en ése bobinado.

Primario VpNevNp 597.4824 espiras

Secundario

11 VsNevNs 44.81118 espiras

22 VsNevNs 14.93706 espiras

Si el transformador fuese una máquina ideal, la resistencia interna de sus conductores sería nula, y las fórmulas anteriores estarían correctas. Este no es el caso. Hay que compensar esta pérdida resistiva afectando a los valores anteriores con un coeficiente kc que se obtiene de la tabla vinculada. Si el transformador fuese una máquina ideal, la resistencia interna de sus conductores sería nula, y las fórmulas anteriores estarían correctas. Este no es el caso. Hay que compensar esta pérdida resistiva afectando a los valores anteriores con un coeficiente kc que se obtiene de la tabla vinculada.

APENDICE A

76

Entramos a la Tabla de Pérdidas en el Cobre (Tabla A.6) y vemos que para nuestra potencia secundaria de 12 Watts, la constante Kc leída vale: Kc=1.25

Potencia en el Secundario [VA] Factor de pérdidas en el cobre [adim]

7 1.3 10 1.25 15 1.2 68 1.1 75 1.09

100 1.08 120 1.07 180 1.06 250 1.05 700 1.03 1000 1.025

Revista Electro Gremio, Diciembre de 1990, Pág. 15

Tabla A.6: Perdidas en el cobre Luego los números de espiras reales de los enrollamientos secundarios son:

Cálculo de la Sección y Diámetro de los conductores El conocimiento del diámetro de cada conductor, nos permitirá solicitarlo por sus diámetros a nuestro proveedor local. Para conocer el diámetro del conductor, es necesario determinar primero sus sección (área circular transversal recta). Mediante la fórmula del área del círculo podemos, conociendo su sección, calcular el diámetro. La sección del conductor -a su vez- depende de la corriente que habrá de transportar, o mejor dicho su densidad de corriente. Un valor excesivo de ésta, provocará el calentamiento del conductor (subdimensinamiento) y un valor bajo nos afectará la economía (sobredimensionamiento), así es que debemos buscar un equilibrio entre estos dos extremos. Los valores típicos para la densidad de corriente (identificada aquí con la variable D), oscila entre 1 y 3 amperes por milímetro cuadrado (A/mm2). En cálculos previos habíamos supuesto un valor:

Primario lc1r NpkNp 746.853 espiras

Secundario

1c1r NskNs 56.013975 espiras

2c2r NskNs 18.671325 espiras

APENDICE A

77

D = 2 y adoptamos Dr = 1.5 A/mm2 Los valores de D resultan inferiores para arrollamientos dispuestos en varias capas, que para los de una sola capa y con buena refrigeración. En otro sentido, esta selección se inclina por los valores más bajos, cuando se trata de un servicio permanente del transformador. Una vez ejecutado el bobinado en base a estos valores de referencia, debe comprobarse si se cumplen las condiciones requeridas, por medio de un ensayo a plena carga (ver cuando calienta). La temperatura alcanzada por los arrollamientos -entonces-, no debe sobrepasar a la que se supone en los cálculos, o las permitidas (o admisibles). En cualquier caso, siempre será conveniente orientarse mejor consultando la tabla: Tabla de Densidades de Corriente Admisibles (Tabla A.2). Aplicaremos estas fórmulas genéricas para el cálculo de las secciones y los diámetros en el cobre:

AmpersV

WI

x

x

x 2mmD

IS x

cx mmScx

cx 2

Variable Unidad Detalle

Wx = Watts Potencia en los arrollamientos primarios Vx = Voltios Tensión en los arrollamientos primarios

Con estas formulas calculamos:

x = ?

subíndice AmpersI x 2mmScx mmcx

subdivisión de los

bobinados

Corrientes calculadas en el primario. Las corrientes en el

secundario son datos

Sección del conductor en el arrollamiento x

Diámetro del conductor en el arrollamiento x

p (primario) 1

1Ip 0.308333 1Scp 0.205555 1cp 0.51

s (secundario)

1 1Is 1 1Scs 0.666666 1cs 0.92

2 2Is 1 2Scs 0.666666 2cs 0.92

Con estos valores obtenidos, observamos en la Tabla de Conductores (Tabla A.7.a y A.7.b)

APENDICE A

78

Tabla A.7.a: Conductores

APENDICE A

79

Tabla A.7.b: Conductores

APENDICE A

80

De dichas tablas obtenemos los siguientes valores que son los que vamos a utilizar:

Diseño de la fuente

Diseño del filtro de entrada a capacitor Las curvas mostradas en las figuras A.8 a la A.11 proporcionan toda la información requerida para el diseño de circuitos rectificadores de media onda y de onda completa. Estas curvas son para la impedancia de rectificadores con tubos de vació, se deben de sustituir los valores equivalentes para diodos semiconductores. Sin embargo, la caída de voltaje del rectificador frecuentemente asume más importancia que la resistencia dinámica en aplicaciones de bajo voltaje, la resistencia dinámica generalmente puede ser despreciada cuando se compara con la suma de la resistencia del secundario del transformador más la resistencia reflejada del primario. La caída de voltaje puede ser de considerable importancia, sin embargo, ya que esta es de alrededor de 1V, la cual claramente no se puede ignorar en fuentes de 12V o menos.

Con lectura automática de la tabla [mm]

Peso [g/Km]

Longitud [m/Kg]

Resistencia [ohm/m]

1cp 0.5 1745.5474 57.2886 0.08780769 1cs 0.92 5655.5736 17.6817 0.02710114 2cs 0.92 5655.5736 17.6817 0.02710114

APENDICE A

81

Figura A.8: Relación de voltaje pico aplicado con el voltaje de salida en circuitos de media onda con filtro capacitivo

Figura A.9. Relación de voltaje pico aplicado con el voltaje de salida en circuitos de onda completa con filtro capacitivo

APENDICE A

82

Figura A.10: Relación de corriente RMS y pico a promedio en un diodo en circuitos de entrada a capacito

Figura A.11: Voltaje de rizo RMS para circuitos de entrada a capacitor

APENDICE A

83

Volviendo a las figuras anteriores consideraremos el circuito de onda completa. La figura A.9, muestra que un circuito debe operar con ωCRL ≥ 10 a fin de mantener la reducción de voltaje menor a 10% y ωCRL ≥ 40 para obtener una reducción menor a 2.0%. Sin embargo, se vera que estas figuras de reducción de voltaje requieren que RS/RL, donde RS es la resistencia serie total, sea de alrededor de 0.1% el cual, si es alcanzable, provoca relaciones de corriente repetitivas pico a promedio de 10 a 17 respectivamente, como se puede ver en la figura A.10. Estas relaciones se pueden satisfacer por muchos diodos; sin embargo, estos no pueden ser capaces de tolerar corrientes transitorias de encendido generadas cuando el capacitor de filtro es descargado y el primario del transformador es energizado con el pico de la forma de onda de entrada. El rectificador es entonces requerido para pasar una corriente transitoria determinada por el voltaje pico del secundario menos la caída de voltaje del rectificador y limitada solo por la resistencia serie RS. A fin de controlar esta corriente transitoria de encendido, se debe de proveer una resistencia adicional en serie con cada rectificador. Se hace evidente, entonces, que se debe de hacer un compromiso entre la reducción de voltaje y la denominación de transitorios del diodo por una parte y la capacidad de transporte de corriente por el otro lado. Si se requiere una disminución pequeña de voltaje, lo cual es una buena regulación de voltaje, entonces es necesario un diodo mucho más grande que el demandado por la corriente promedio especificada.

Corriente transitoria

El capacitor de filtro permite desarrollar una corriente transitoria grande, debido a que la fuga de inductancia en la reactancia del transformador es muy pequeña. La corriente transitoria instantánea máxima es aproximadamente VM/RS y el capacitor se carga con una constante de tiempo = RSC1. Como una aproximación checar, que la corriente transitoria no dañara al diodo si VM/RS es menor que la corriente especificada para el diodo IFSM y si es menor que 8.3 ms. Es prudente que RS sea tan grande como sea posible y no perseguir una regulación de voltaje estricta; por lo tanto no solo se reducirán los transitorios sino que las especificaciones para el transformador y el rectificador serán más cercanas a los requerimientos para la fuente de CD.

Procedimiento de diseño

A) Del circuito regulador, conocemos:

- VC(DC) = voltaje de CD de salida promedio a plena carga del filtro. - Vripple(pp) = voltaje de rizo pico a pico máximo sin carga. - Vm = voltaje máximo de salida sin carga. - IO = corriente de salida a plena carga del filtro. - f = frecuencia de la línea de CA.

APENDICE A

84

B) De la figura A.11, podemos determinar un rango de valores mínimos del capacitor para obtener una atenuación de ripple suficiente. Primero determinamos rf.

10022 )(

)(X

V

Vr

CDC

ppripple

f

Podemos encontrar un rango para ωCRL en la figura A.11.

C) A continuación, determinamos el rango de RS/RL de la figura A.8 o A.9 usando VC(CD) y los valores para ωCRL encontrados en la parte B). Si el rango de valores de ωCRL determinados inicialmente de la figura A.11 son arriba de ≈10, RS/RL se puede encontrar en las figuras A.8 o A.9 usando el valor más pequeño de ωCRL. De lo contrario, pueden ser necesarias algunas iteraciones de las figuras A.8, A.9 y B.11 antes de que se pueda encontrar una solución exacta para RS/RL y ωCRL para una valor dado de rf y VC(DC)/Vm.

D) Una vez que se encuentra ωCRL, se puede determinar el valor del capacitor de filtro (C) de:

)(2)(

o

CDC

L

I

V

CRC

E) Ahora se pueden determinar los requerimientos del rectificador:

1. Corriente promedio por diodo:

IF(avg) = IO para rectificación de media onda IF(avg) = IO/2 para rectificación de onda completa 2. Las especificaciones de corriente repetitiva del rectificador RMS y pico se pueden determinar de la figura A.10. 3. La especificación PIV del rectificador es 2Vm para los circuitos de media onda y onda completa, Vm para el circuito tipo puente. Se debe de tener un margen de seguridad de 20% a 50% debido a los transitorios de la línea de CA. 4. Corriente transitoria máxima, Isurge = Vm/(RS + ESR) donde, ESR = resistencia serie equivalente mínima del capacitor de filtro

F) Especificaciones del transformador 1. Voltaje RMS en el secundario, VS = Vm + (n)1.0 / √2 donde; n = 1 para media onda y onda completa n = 2 para el puente de onda completa

APENDICE A

85

2. Resistencia total del secundario y cualquier resistencia externa igual a Rs. 3. Corriente RMS del secundario; media onda = Irms onda completa = Irms (Ecuación A.6) puente = Irms √2 donde, Irms = Corriente rms en el rectificador. 4. Denominación VA del transformador; media onda = VSIrms

onda completa = 2VSIrms puente = VsIrms(√2) (Ecuación A.7)

donde, Irms = corriente rms en el rectificador. VS = voltaje en le secundario del transformador Para la fuente de alimentación que se va a diseñar se va a utilizar una configuración tipo puente con los siguientes parámetros:

A) Especificaciones de la fuente de alimentación:

VC(DC) = 6V Vripple(pp = 0.5V Vm = 9V IO = 0.5A f = 60Hz

B) Usando la ecuación

%21.7%100)5(22

5.0%100

22 )(

)(XX

V

Vr

CDC

ppripple

f

De la figura A.11, ωCRL ≈ 5 a 11

B) Usando ωCRL = 7, RS/RL se encuentra de la figura A.9 usando,

%55.555555.09

5)(

m

CDC

V

V

%35l

s

R

R o

75.135.0)35.0()(

O

CDC

LsI

VRR

APENDICE A

86

D) De la ecuación podemos encontrar el valor del capacitor de filtro:

3713)5)(60(2

7

2)(

o

CDC

L

I

Vf

CRC

E) Ahora podemos conocer las especificaciones del rectificador:

1. IF(avg) = IO/2= .5A. 2. IF(rms) = 1.7(IF(avg)) = 0.85A, usando la figura A.10. 3. IF(Peak) = 4 IF(avg) = 2A, usando la figura A.10. 4. PIV = Vm = 9 V 5. Isurge = Vm/(RS +ESR) ≈ 9/1.75 ≈ 5.1428A, de A.11, despreciando ESR.

F) El transformador deberá de tener las siguientes características: 1. VS = Vm + (n)1.0/√2 = (9 + 1)/ √2 =7.0710VRMS. 2. La resistencia del secundario deberá de ser 1.75Ω. 3. La corriente del secundario deberá de ser 0.85A. 4. De la ecuación 7 el transformador deberá ser de 8.4999VA. Ahora que ya tenemos la fuente de alimentación básica solo necesitamos colocar los reguladores de voltaje para obtener los valores que necesitamos. Los valores de voltaje y la corriente que se requiere se muestran a continuación: El transformador debe de tener un voltaje en el secundario de 9Vrms entregar una corriente en el secundario de 1A. El puente rectificador es de 1A. El capacitor de filtro que se calculo tiene un valor de 3713μF, pero se usara un capacito de 4700μF para tener un mejor filtrado. El regulador de voltaje utilizado es de la serie 78XX, en particular 7805, el cual pueden entregar una corriente de salida máxima de 1A. En la figura A.12 se muestra el circuito final de la fuente de alimentación.

Figura A.12: Circuito final de la fuente de alimentación

APENDICE B

87

APENDICE B

PROGRAMA FINAL

Este es el código final, es decir este código contiene las cuatro partes de los códigos que se vieron en los capítulos 2 y 3 (Pulsos controlados por ángulo de fase, Circuito cerrar – abrir, Modulación por ancho de pulso (PWM) y Modulación de varios pulsos uniformes (UPWM), dichos códigos se anexaron en un menú el cual sirve para que el usuario pueda interactuar con el generador usando unos botones que le permitirán elegir el tipo de pulso con el que se quiera trabajar (ver imagen B.1).

Imagen B.1: Vista frontal del generador

// Bibliotecas utilizadas #include <p18f452.h> // Registros del PIC a utilizar #include <delays.h> // Rutinas de retardo #include <timers.h> // Rutinas del temporizador #include <LCD40X4.h> // Comandos del LCD a utilizar #pragma config OSC=XT // Tipo de oscilador a cristal #pragma config LVP=OFF // Programación a bajo voltaje deshabilitado #pragma config WDT=OFF // WDT deshabilitado void Configura_Timer0(void); // Prototipos de funciones void BCD_ASCCII(unsigned long int); void Despliega_Valores1(void); void Despliega_Valores3(void); void Despliega_Valores4(void);

APENDICE B

88

void Desplazamiento_1(void); void Desplazamiento_2(void); void Desplazamiento_3(void); void Desplazamiento_4(void); void Pantalla_Seleccion(void); void Menu(void); void Pantalla_Cto1(void); void Pantalla_Cto2(void); void Pantalla_Cto3(void); void Pantalla_Cto4(void); void Cto_1(void); void Cto_2(void); void Cto_3(void); void Cto_4(void); unsigned long int tbajo, talto, retardo, resultado, grados; static unsigned char u1, d1, c1, m1, u2, d2, c2, m2; int Pulso_Bajo, temp, opcion; int i, j, m, n; rom char Cto1[14] = 'A','N','G','U','L','O',' ','D','E',' ', 'F','A','S','E', Cto2[12] = 'C','E','R','R','A','R','-','A','B','R','I','R', Cto3[11] = 'C','O','N','T','R','O','L',' ','P','W','M', Cto4[12] = 'C','O','N','T','R','O','L',' ','U','P','W','M', Op[17] = 'S','E','L','E','C','C','I','O','N','E',' ','O','P','C','I','O','N', Arriba[16] = 'M','O','V','E','R',' ','A','R','R','I','B','A',' ',' ',' ','>', Abajo[16] = 'M','O','V','E','R',' ','A','B','A','J','O',' ',' ',' ',' ','>', Selec[16] = 'S','E','L','E','C','C','I','O','N','A','R',' ',' ',' ',' ','>', Ret_ms[15] = 'R','E','T','A','R','D','O',' ',' ','0','.','0',' ','m','s', Ret_g[14] = 'R','E','T','A','R','D','O',' ',' ','0','.','0',' ',0xDF, Ciclo[18] = 'P','U','L','S','O','S',' ','P','O','R',' ','C','I','C','L','O',' ','1', Regresar[13] = 'R','E','G','R','E','S','A','R',' ',' ', ' ',' ','>', Izquierda[17] = 'M','O','V','E','R',' ','I','Z','Q','U','I','E','R','D','A',' ','>', Derecha[16] = 'M','O','V','E','R',' ','D','E','R','E','C','H','A',' ',' ','>', N_Pulsos[13] = '1','/','2',' ','P','U','L','S','O','S',' ',' ','>', Pulsosm[20] = 'C','I','C','L','O','S',' ','C','O','N',' ','P','U','L','S','O',' ','m','=','1', Pulsosn[20] = 'C','I','C','L','O','S',' ','S','I','N',' ','P','U','L','S','O',' ','N','=','7', Aumentar[15] = 'A','U','M','E','N','T','A','R',' ','m',' ',' ',' ',' ','>', Disminuir[15] = 'D','I','S','M','I','N','U','I','R',' ','m',' ',' ',' ','>', Ancho[14] = 'A','N','C','H','O',' ','D','E',' ','P','U','L','S','O', A_Ancho[16] = 'A','U','M','E','N','T','A','R',' ','A','N','C','H','O',' ','>', D_Ancho[17] = 'D','I','S','M','I','N','U','I','R',' ','A','N','C','H','O',' ','>', Pulsos[18] = 'P','U','L','S','O','S',' ','S','E','M','I','C','I','C','L','O',' ','3' , Cambiar[20] = 'C','A','M','B','I','A','R',' ','P','U','L','S','O','S',' ','3','/','5','/','7', ms[6] = '0','.','0',' ','m','s', grad[4] = '0','.','0',' '; void main(void)

APENDICE B

89

TRISB = 0B00011111; // Configuracion de TRISC = 0B00000000; //entradas y salidas Configura_Timer0(); // Configuración del timer 0 Inicializa_LCD(); // Inicializa el LCD Menu(); void Menu() Pantalla_Seleccion(); // Llamada a función, despliega en el LCD opcion = 1; Comando1_LCD(DDRAM_L1 + 16); Dato1_LCD(0x7F); while(1) while(PORTBbits.RB0 == 1 || // Detecta activacion de botones de control PORTBbits.RB1 == 1 || PORTBbits.RB2 == 1 ) if(PORTBbits.RB1 == 1 && opcion < 4) // Incremeta el valor de opcion while(PORTBbits.RB1 == 1) opcion++; if(PORTBbits.RB2 == 1 && opcion > 1) // Decrementa el valor de opcion while(PORTBbits.RB2 == 1) opcion--; Comando1_LCD(DDRAM_L1 + 16); // Fija el despliegue de flechas if(opcion == 1) //indicadoras en el LCD Dato1_LCD(0x7F); else Dato1_LCD(' '); Comando1_LCD(DDRAM_L2 + 16); if(opcion == 2) Dato1_LCD(0x7F); else Dato1_LCD(' '); Comando2_LCD(DDRAM_L1 + 16); if(opcion == 3) Dato2_LCD(0x7F); else Dato2_LCD(' ');

APENDICE B

90

Comando2_LCD(DDRAM_L2 + 16); if(opcion == 4) Dato2_LCD(0x7F); else Dato2_LCD(' '); if(PORTBbits.RB0 == 1) // Entra a la función seleccionada while(PORTBbits.RB0 == 1) if(opcion == 1) Cto_1(); if(opcion == 2) Cto_2(); if(opcion == 3) Cto_3(); if(opcion == 4) Cto_4(); void Cto_1() Pantalla_Cto1(); // Llamada a función, despliega en el LCD Pulso_Bajo = 0; // Pulso bajo encendido temp = PORTBbits.RB4; // RB4 // entrada detector de cruce por cero retardo = 65535; // tiempo 0 de retardo por omisión while(1) while(Pulso_Bajo) // Pasa pulso en pulso alto y bajo Desplazamiento_1(); // Llamada a la función desplazamiento while(temp != PORTBbits.RB4) // Cambio de estado del detector INTCONbits.TMR0IF = 0; WriteTimer0(retardo); // Escribe en el timer0 el valor de retardo while(INTCONbits.TMR0IF == 0) // Espera a que finalice el conteo PORTBbits.RB7 = 1; // La salida RB7 pasa a nivel alto Delay10TCYx(1); // Ancho de pulso 10 microsegundos PORTBbits.RB7 = 0; // La salida RB7 pasa a nivel bajo temp = PORTBbits.RB4; // Asigna el valor actual de RB7 para //esperar el siguiente cambio de estado if(PORTBbits.RB3 == 1) // Regresa al menú cuando se oprime RB3 Menu(); while(Pulso_Bajo == 0) //Pasa pulso en pulso alto

APENDICE B

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Desplazamiento_1(); while(temp != PORTBbits.RB4) // Cambio de estado del detector while(PORTBbits.RB4 == 0) // Solo pasan los semiciclos positivos INTCONbits.TMR0IF = 0; WriteTimer0(retardo); while(INTCONbits.TMR0IF == 0) PORTBbits.RB7 = 1; Delay10TCYx(1); PORTBbits.RB7 = 0; temp = PORTBbits.RB4; if(PORTBbits.RB3 == 1) // Regresa al menú cuando se oprime RB3 Menu(); void Cto_2() Pantalla_Cto2(); // Llamada a función, despliega en el LCD m = 1; // Asigna por omisión pulsos en 1 ciclo while(1) Desplazamiento_2(); // Llama a la función que lee m n = 8 - m; // Asigna a n el valor 8 - n j = 0; // Asigna a j el valor 0 para empezar el conteo while(j<(m*2)) // Ciclo de pulsos activos m while(temp != PORTBbits.RB4) // Cambio de estado PORTBbits.RB7 = 1; // Se activa RB7 Delay10TCYx(5); // Ancho de pulso 10 microsegundos PORTBbits.RB7 = 0; // Se desactiva RB7 temp = PORTBbits.RB4; // Asigna el valor actual de RB4 para j++; //esperar el siguiente cambio de estado // Incrementa el contador i=j; while(i<16) // Cuenta desde pulsos altos hasta terminar los 8 ciclos while(temp != PORTBbits.RB4) // Cambio de estado temp = PORTBbits.RB4; //Asigna el valor actual de RB7 para i++; //esperar el siguiente cambio de estado //pero no manda pulso if(PORTBbits.RB3 == 1) // Regresa al menú cuando se oprime RB0

APENDICE B

92

Menu(); void Cto_3() Pantalla_Cto3(); // Llamada a función, despliega en el LCD tbajo = 57217; //8318 us, máximo tiempo bajo talto = 65525; //10 us, mínimo tiempo alto while(1) INTCONbits.TMR0IF = 0; Desplazamiento_3(); // Lee el tiempo alto y bajo del pulso PORTBbits.RB7 = 1; // Activa el pulso en RB7 WriteTimer0(talto); //con duración de tiempo alto while(INTCONbits.TMR0IF == 0) // Espera a que finalice el conteo INTCONbits.TMR0IF = 0; // Limpia la bandera de desbordamiento PORTBbits.RB7 = 0; // Desactiva el pulso en RB7 WriteTimer0(tbajo); // Duración del tiempo bajo while(INTCONbits.TMR0IF == 0) //mas el tiempo de activación y desactivacion de RB6 INTCONbits.TMR0IF = 0; PORTBbits.RB6 = 1; // Activa el pulso en RB6 WriteTimer0(talto); //con duración de tiempo alto while(INTCONbits.TMR0IF == 0) // Espera a que finalice el conteo INTCONbits.TMR0IF = 0; // Limpia la bandera de desbordamiento PORTBbits.RB6 = 0; // Desactiva el pulso en RB6 WriteTimer0(tbajo); // Duración del tiempo bajo while(INTCONbits.TMR0IF == 0) //mas el tiempo de activación y desactivacion de RB7 if(PORTBbits.RB3 == 1) Menu(); // Regresa al menú cuando se oprime RB0 void Cto_4() Pantalla_Cto4(); // Llamada a función, despliega en el LCD m = 1; n = 3; talto = 65525; tbajo = 62760; while(1)

APENDICE B

93

Desplazamiento_4(); // Lee el ancho de los pulsos for(i=0; i<n; i++) // n = 3,5 o 7 pulsos por semiciclo PORTBbits.RB7 = 1; WriteTimer0(talto); while(INTCONbits.TMR0IF == 0) INTCONbits.TMR0IF = 0; PORTBbits.RB7 = 0; WriteTimer0(tbajo); while(INTCONbits.TMR0IF == 0) // Duración del tiempo bajo // En el ultimo pulso se suma la duración INTCONbits.TMR0IF = 0; //de activación y desactivación de los pulsos en RB6 for(i=0; i<n; i++) // n = 3,5 o 7 pulsos en RB6 PORTBbits.RB6 = 1; WriteTimer0(talto); // Anchura de los pulsos while(INTCONbits.TMR0IF == 0) INTCONbits.TMR0IF = 0; PORTBbits.RB6 = 0; WriteTimer0(tbajo); while(INTCONbits.TMR0IF == 0) // Duración del tiempo bajo // En el ultimo pulso se suma la duración INTCONbits.TMR0IF = 0; //de activación y desactivación de los pulsos en RB7 if(PORTBbits.RB3 == 1) Menu(); // Regresa al menú cuando se oprime RB0 void Desplazamiento_1() if(PORTBbits.RB0 == 1) // Activado RB0? while(PORTBbits.RB0 == 1) Pulso_Bajo = ~Pulso_Bajo; // Complemento 0 a 1 ó 1 a 0 Comando2_LCD(DDRAM_L2+18); // Posiciona el cursor del LCD if(Pulso_Bajo == 0) // Opción actual Dato2_LCD('1'); // Despliega en el LCD else Dato2_LCD('2'); //la opción if(PORTBbits.RB1 == 1) // Activado RB1? if(retardo > 57215) // Retardo menor a 8.33 ms? retardo-=20; // incrementa retardo

APENDICE B

94

BCD_ASCCII(retardo); // Rutina de conversión Despliega_Valores1(); // Rutina de despliegue if(PORTBbits.RB2 == 1) // Activado RB2? if(retardo < 65535) // Retardo mayor a 0 ms? retardo+=20; // Decrementa retardo BCD_ASCCII(retardo); Despliega_Valores1(); void Desplazamiento_2() if(PORTBbits.RB2 == 1) // RB1 activado? while(PORTBbits.RB2 == 1) if(m < 8) // Si m es menor a 8 m++; //incrementa m Comando1_LCD(DDRAM_L2+19); Dato1_LCD(0x30+m); Comando2_LCD(DDRAM_L1+19); Dato2_LCD(0x38-m); if(PORTBbits.RB1 == 1) // RB2 activado? while(PORTBbits.RB1 == 1) if(m > 1) // Si m es mayor a 1 m--; // Decrementa m Comando1_LCD(DDRAM_L2+19); Dato1_LCD(0x30+m); Comando2_LCD(DDRAM_L1+19); Dato2_LCD(0x38-m); void Desplazamiento_3() if(PORTBbits.RB1 == 1) if(talto > 65525) // 10 us, mínimo tiempo bajo talto = 57217; // Restablece mínimo y máximo tbajo = 65525; BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores3();

APENDICE B

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talto+=20; // Incrementa tiempo alto tbajo-=20; // Decrementa tiempo bajo BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores3(); if(PORTBbits.RB2 == 1) if(talto < 57217) // 8318 us, máximo tiempo bajo talto = 65525; // Restablece mínimo y máximo tbajo = 57217; BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores3(); talto-=20; // Decrementa tiempo bajo tbajo+=20; // Incrementa tiempo alto BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores3(); void Desplazamiento_4() if(PORTBbits.RB0 == 1) while(PORTBbits.RB0 == 1) m++; if(m==4) m=1; if(m == 1) // Cambia el n = 3; //valor de n Comando2_LCD(DDRAM_L2+17); //dependiendo del Dato2_LCD(0x33); //valor actual de n talto = 65525; tbajo = 62760; //y despliegue en LCD if(m == 2) n = 5; Comando2_LCD(DDRAM_L2+17); Dato2_LCD(0x35); talto = 65525; tbajo = 63880; if(m == 3) n = 7;

APENDICE B

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Comando2_LCD(DDRAM_L2+17); Dato2_LCD(0x37); talto = 65525; tbajo = 64346; if(PORTBbits.RB2 == 1) if(n == 3) // Opciones de tiempo para 3 pulsos if(talto > 65525) talto = 65525; tbajo = 62760; BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores4(); talto+=10; tbajo-=10; BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores4(); if(n == 5) // Opciones de tiempo para 5 pulsos if(talto > 65525) talto = 65525; // Mínimo ancho 10 us tbajo = 63880; // Máximo ancho 1656 us BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores4(); talto+=10; // Incrementa tiempo alto tbajo-=10; // Decrementa tiempo bajo BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores4(); if(n == 7) // Opciones de tiempo para 5 pulsos if(talto > 65525) talto = 65525; tbajo = 64346; BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores4(); talto+=10; tbajo-=10; BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores4();

APENDICE B

97

if(PORTBbits.RB1 == 1) if(n == 3) if(talto < 62760) // Máximo ancho por pulso 2776us talto = 65525; tbajo = 62760; BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores4(); talto-=10; tbajo+=10; BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores4(); if(n == 5) if(talto < 63880) // Máximo ancho por pulso 1656us talto = 65525; tbajo = 63880; BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores4(); talto-=10; tbajo+=10; BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores4(); if(n == 7) if(talto < 64346) // Máximo ancho por pulso 1190us talto = 65525; tbajo = 64346; BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores4(); talto-=10; tbajo+=10; BCD_ASCCII(talto); Despliega_Valores4();

APENDICE B

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void Configura_Timer0() WriteTimer0(57217); // Escribe en el timer un numero de prueba INTCONbits.TMR0IF = 0; // Limpia la bandera de desbordamiento OpenTimer0 (TIMER_INT_OFF& // Interrupciones apagadas T0_16BIT & // Formato de 16 bits T0_SOURCE_INT & // Fuente interna Fosc/4 T0_EDGE_FALL & // Flanco de bajada T0_PS_1_1); // Preescaler de 1 T0CONbits.TMR0ON=1; void BCD_ASCCII(unsigned long int retardo) resultado = 65535 - retardo; grados = (1800*resultado)/8330; u1 = 0x30 + resultado % 10; // Unidades resultado /= 10; d1 = 0x30 + resultado % 10; // Decenas resultado /= 10; c1 = 0x30 + resultado % 10; // Centenas resultado /= 10; m1 = 0x30 + resultado % 10; // Unidades de millar u2 = 0x30 + grados % 10; // Unidades grados /= 10; d2 = 0x30 + grados % 10; // Decenas grados /= 10; c2 = 0x30 + grados % 10; // Centenas grados /= 10; m2 = 0x30 + grados % 10; // Unidades de millar void Despliega_Valores1() Comando1_LCD(DDRAM_L2+10); // Cursor en línea 2 posición 11 Dato1_LCD(m1); Dato1_LCD('.'); Dato1_LCD(c1); Dato1_LCD(d1); Comando2_LCD(DDRAM_L1+11); // Cursor en línea 3 posición 11 Dato2_LCD(m2); Dato2_LCD(c2); Dato2_LCD(d2); void Despliega_Valores3()

APENDICE B

99

Comando2_LCD(DDRAM_L1+8); // Cursor en línea 2 posición 11 Dato2_LCD(m1); Dato2_LCD('.'); Dato2_LCD(c1); Dato2_LCD(d1); Comando2_LCD(DDRAM_L2+9); // Cursor en línea 3 posición 11 Dato2_LCD(m2); Dato2_LCD(c2); Dato2_LCD(d2); void Despliega_Valores4() Comando2_LCD(DDRAM_L1+2); // Cursor en línea 2 posición 11 Dato2_LCD(m1); Dato2_LCD('.'); Dato2_LCD(c1); Dato2_LCD(d1); Comando2_LCD(DDRAM_L1+12); // Cursor en línea 3 posición 11 Dato2_LCD(m2); Dato2_LCD(c2); Dato2_LCD(d2); void Pantalla_Seleccion() Comando1_LCD(CLEAR); // Limpia LCD Comando2_LCD(CLEAR); Comando1_LCD(DDRAM_L1); // Cursor en línea 1 posición 5 for(i = 0; i < 14; i++) Dato1_LCD(Cto1[i]); // Visualiza carácter en LCD Delay1TCY(); // Retardo de 10us Comando1_LCD(DDRAM_L2); // Cursor en línea 2 posición 5 for(i = 0; i < 12; i++) Dato1_LCD(Cto2[i]); // Visualiza carácter en LCD Delay1TCY(); // Retardo de 10us Comando2_LCD(DDRAM_L1); for(i = 0; i < 11; i++) Dato2_LCD(Cto3[i]); Delay1TCY(); Comando2_LCD(DDRAM_L2); for(i = 0; i < 12; i++)

APENDICE B

100

Dato2_LCD(Cto4[i]); Delay1TCY(); Comando1_LCD(DDRAM_L1+23); for(i = 0; i < 17; i++) Dato1_LCD(Op[i]); Delay1TCY(); Comando1_LCD(DDRAM_L2+24); for(i = 0; i < 16; i++) Dato1_LCD(Arriba[i]); Delay1TCY(); Comando2_LCD(DDRAM_L1+24); for(i = 0; i < 16; i++) Dato2_LCD(Abajo[i]); Delay1TCY(); Comando2_LCD(DDRAM_L2+24); for(i = 0; i < 16; i++) Dato2_LCD(Selec[i]); Delay1TCY(); void Pantalla_Cto1() Comando1_LCD(CLEAR); Comando2_LCD(CLEAR); Comando1_LCD(DDRAM_L1+1); for(i = 0; i < 14; i++) Dato1_LCD(Cto1[i]); Delay1TCY(); Comando1_LCD(DDRAM_L2+2); for(i = 0; i < 15; i++) Dato1_LCD(Ret_ms[i]); Delay1TCY(); Comando2_LCD(DDRAM_L1+2); for(i = 0; i < 14; i++) Dato2_LCD(Ret_g[i]); Delay1TCY();

APENDICE B

101

Comando2_LCD(DDRAM_L2+1); for(i = 0; i < 18; i++) Dato2_LCD(Ciclo[i]); Delay1TCY(); Comando1_LCD(DDRAM_L1+27); for(i = 0; i < 13; i++) Dato1_LCD(Regresar[i]); Delay1TCY(); Comando1_LCD(DDRAM_L2+23); for(i = 0; i < 17; i++) Dato1_LCD(Izquierda[i]); Delay1TCY(); Comando2_LCD(DDRAM_L1+24); for(i = 0; i < 16; i++) Dato2_LCD(Derecha[i]); Delay1TCY(); Comando2_LCD(DDRAM_L2+27); for(i = 0; i < 13; i++) Dato2_LCD(N_Pulsos[i]); Delay1TCY(); void Pantalla_Cto2() Comando1_LCD(CLEAR); Comando2_LCD(CLEAR); Comando1_LCD(DDRAM_L1+3); for(i = 0; i < 12; i++) Dato1_LCD(Cto2[i]); Delay1TCY(); Comando1_LCD(DDRAM_L2); for(i = 0; i < 20; i++) Dato1_LCD(Pulsosm[i]); Delay1TCY(); Comando2_LCD(DDRAM_L1);

APENDICE B

102

for(i = 0; i < 20; i++) Dato2_LCD(Pulsosn[i]); Delay1TCY(); Comando1_LCD(DDRAM_L1+27); for(i = 0; i < 13; i++) Dato1_LCD(Regresar[i]); Delay1TCY(); Comando1_LCD(DDRAM_L2+25); for(i = 0; i < 15; i++) Dato1_LCD(Aumentar[i]); Delay1TCY(); Comando2_LCD(DDRAM_L1+25); for(i = 0; i < 15; i++) Dato2_LCD(Disminuir[i]); Delay1TCY(); void Pantalla_Cto3() Comando1_LCD(CLEAR); Comando2_LCD(CLEAR); Comando1_LCD(DDRAM_L1+4); for(i = 0; i < 11; i++) Dato1_LCD(Cto3[i]); Delay1TCY(); Comando1_LCD(DDRAM_L2+3); for(i = 0; i < 14; i++) Dato1_LCD(Ancho[i]); Delay1TCY(); Comando2_LCD(DDRAM_L1+9); for(i = 0; i < 6; i++) Dato2_LCD(ms[i]); Delay1TCY(); Comando2_LCD(DDRAM_L2+9); for(i = 0; i < 4; i++)

APENDICE B

103

Dato2_LCD(grad[i]); Delay1TCY(); Dato2_LCD(0xDF); Comando1_LCD(DDRAM_L1+27); for(i = 0; i < 13; i++) Dato1_LCD(Regresar[i]); Delay1TCY(); Comando1_LCD(DDRAM_L2+24); for(i = 0; i < 16; i++) Dato1_LCD(A_Ancho[i]); Delay1TCY(); Comando2_LCD(DDRAM_L1+23); for(i = 0; i < 17; i++) Dato2_LCD(D_Ancho[i]); Delay1TCY(); void Pantalla_Cto4() Comando1_LCD(CLEAR); Comando2_LCD(CLEAR); Comando1_LCD(DDRAM_L1+3); for(i = 0; i < 12; i++) Dato1_LCD(Cto4[i]); Delay1TCY(); Comando1_LCD(DDRAM_L2+3); for(i = 0; i < 14; i++) Dato1_LCD(Ancho[i]); Delay1TCY(); Comando2_LCD(DDRAM_L1+3); for(i = 0; i < 6; i++) Dato2_LCD(ms[i]); Delay1TCY(); Comando2_LCD(DDRAM_L1+12); for(i = 0; i < 4; i++) Dato2_LCD(grad[i]);

APENDICE B

104

Delay1TCY(); Dato2_LCD(0xDF); Comando2_LCD(DDRAM_L2); for(i = 0; i < 18; i++) Dato2_LCD(Pulsos[i]); Delay1TCY(); Comando1_LCD(DDRAM_L1+27); for(i = 0; i < 13; i++) Dato1_LCD(Regresar[i]); Delay1TCY(); Comando2_LCD(DDRAM_L1+24); for(i = 0; i < 16; i++) Dato2_LCD(A_Ancho[i]); Delay1TCY(); Comando1_LCD(DDRAM_L2+23); for(i = 0; i < 17; i++) Dato1_LCD(D_Ancho[i]); Delay1TCY(); Comando2_LCD(DDRAM_L2+20); for(i = 0; i < 20; i++) Dato2_LCD(Cambiar[i]); Delay1TCY();

APENDICE C

105

APENDICE C

HOJAS

DE

ESPECIFICACIONES

APENDICE C

106

APENDICE C

107

APENDICE C

108

APENDICE C

109

APENDICE C

110

APENDICE C

111

APENDICE C

112

BIBLIOGRAFIA

113

BIBLIOGRAFIA Autor: Malvino, Albert Paul Titulo: “Principios de Electrónica” Editorial: Mcgraw Hill De México ISBN: 84-481-5619-0 Edición: 6ª No. de páginas: 1126 Idioma: Español Autor: Boylestad Nashelsky Titulo: “Electrónica: teoría de circuitos y dispositivos electrónicos” Editorial: Prentice Hall ISBN: 970-26-0436-2 Edición: 8ª No. de páginas: 1020 Idioma: Español Autor: Muhammad H. Rashid Titulo: “Electrónica de Potencia” Editorial: Prentice Hall ISBN: 970-26-0532-6 Edición: 3ª No. de páginas: 878 Idioma: Español Autor: Neil Storey Titulo: “Electrónica de los Sistemas a los Componentes” Editorial: Addison Wesley Iberoamericana ISBN: 0-201-62572-5 Edición: 1ª No. de páginas: 650 Idioma: Español Autor: R. V. Honorat Titulo: “Dispositivos Electrónicos de Potencia” Editorial: Paraninfo ISBN: 84-283-2218-3 Edición: 1ª No. de páginas: 374 Idioma: Español

BIBLIOGRAFIA

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Autor: Usategui, A. Titulo: “MICROCONTROLADORES PIC” Editorial: internal. Thomson edrs. SA CV ISBN: 84-9732-199-5 Edición: 1ª No. de páginas: 105 Autor: Jose Maria Angulo Titulo: “MICROCONTROLADORES PIC” Editorial: McGraw Hill / Interamericana de España ISBN: 9788448156473 Edición: 3ª No. de páginas: 357 Idioma: Español