Convertidor Reductor Con Rectificacion Sincrona

Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona

AUTOR: Oscar Fernández - Pacheco Gómez . DIRECTOR: Roberto Giral Castillón .

FECHA: Agosto 2002.

Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Índice

ÍNDICE

1. MEMORIA DESCRIPTIVA..............................................................1

2. MEMORIA DE CÁLCULO.............................................................26

3. MEDIDAS EN EL LABORATORIO...............................................67

4. PLANOS.........................................................................................103

5. PRESUPUESTO.............................................................................114

6. PLIEGO DE CONDICIONES........................................................125

7. ANEXOS........................................................................................137

i

1. MEMORIA DESCRIPTIVA

1

Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria Descriptiva

ÍNDICE MEMORIA DESCRIPTIVA

1. MEMORIA DESCRIPTIVA........................................................................3 1.1. INTRODUCCIÓN ......................................................................................... 3 1.2. OBJETIVO DEL PROYECTO ...................................................................... 7 1.3. ANTECEDENTES......................................................................................... 8 1.4 DESCRIPCIÓN Y FUNCIONAMIENTO DEL CIRCUITO ........................ 9

1.4.1. Planta .................................................................................................... 9 1.4.2. Circuito de retardo generador de ‘dead time’ ..................................... 10 1.4.3. Regulador de tensión .......................................................................... 12 1.4.4. Sensado de corriente ........................................................................... 14 1.4.5. Regulador de tensión usando el CI723 ............................................... 16 1.4.6. Driver IR2110..................................................................................... 17 1.4.7. Regulador PWM ................................................................................. 18 1.4.8. Control ................................................................................................ 19

1.5. ESPECIFICACIONES ................................................................................. 20 1.6. CONCLUSIONES ....................................................................................... 21 1.7. COMPARATIVA CON CONVERTIDORES ACTUALES ....................... 23 1.8. PRESUPUESTO TOTAL DEL PROYECTO.............................................. 24 1.9. BIBLIOGRAFÍA.......................................................................................... 25

2


1 Memoria Descriptiva

1.1. INTRODUCCIÓN

El campo de la electrónica de potencia tiene que ver con el procesado de potencia eléctrica usando dispositivos eléctricos. El elemento clave es el convertidor conmutado, ilustrado en la figura 1.1.1. En general, un convertidor conmutado contiene puertos de entrada de potencia y de control, y un puerto de salida de potencia. La potencia bruta de entrada es procesada y especificada por la entrada de control, produciendo una potencia acotada en la salida.

En un convertidor DC/DC, la tensión de entrada DC es convertida a tensión de salida con una mayor o menor magnitud, posiblemente con polaridad opuesta, o bien aislando las referencias de entrada y masa de salida. Usualmente, el control es requerido, y casi siempre es diseñado para producir una tensión de salida bien regulada, con la presencia de variaciones en la tensión de entrada y en la corriente en la carga.

El bloque de control es una parte integral de cualquier sistema de procesado de potencia. Una eficiencia alta es esencial en cualquier aplicación cuya razón principal es la de conservación de la energía. La eficiencia de un convertidor, teniendo potencia de salida Pout y potencia de entrada Pin , es:

in

out

PP

=η (1.1.1)

Por consiguiente, la pérdida de potencia en el convertidor es:

−= 11

ηoutloss PP (1.1.2)

y se debe a elementos resistivos, elementos capacitivos, dispositivos magnéticos incluyendo inductores y transformadores, dispositivos semiconductores operando en modo lineal (amplificadores) y dispositivos semiconductores operando en modo conmutado (MOSFET, diodos, etc.).

3


iOUT iIN

salida de potencia

vOUT +

- convertidor conmutado

v+ IN

-

entrada de control

entrada de potencia

Figura 1.1.1. Esquema general de un convertidor conmutado

Los convertidores DC/DC son fuentes conmutadas aisladas o no, que respecto a las fuentes de alimentación lineales, tienen las siguientes ventajas:

a) rendimientos entre el 60% y 90%; frente a las lineales que tienen un rendimiento alrededor del 40%.

b) Pequeñas dimensiones; tanto menor cuanto mayor sea la frecuencia de conmutación, en la actualidad 100 kHz - 1 MHz

Podemos no obstante, apuntar los siguientes inconvenientes:

a) generación de EMI (emisión electromagnética) tanto conducida como radiada.

b) Aumento de las pérdidas de conmutación y pérdidas en los núcleos cuando la frecuencia crece.

En la mayoría de los casos el convertidor trabaja a frecuencia constante y la regulación se hace mediante PWM (modulación de anchura de pulsos) de la manera que se indica en la figura 1.1.2.

4


Donde: -Vc es la tensión de error -VR es la tensión de referencia -Vr es la función rampa

Convertidor DC/DC

Comparador c

Vo

VR

Figura 1.1.2.

El convertidor(figura 1.1.3), es decir,

Vr

Vs

Diagrama general del conver

a estudiar en este proyecto e la tensión de salida es menor

Figura 1.1.3. Configuración B

5

V

e

tidor y generació

s un convertidor que la tensión de

uck típica

-
Vg
n

+
V
PWM

PWM

reductor “Buck” entrada.


De lo que trata este proyecto es de estudiar la posibilidad de introducir un interruptor manteniendo o no el diodo original en esta estructura reductora, tal y como se indica en la figura 1.1.4, además de diseñar sus circuitos de sincronización y otros para evitar su conducción simultánea, evitar cortocircuitos y la posible destrucción de los MOSFETs.

Figura 1.1.4. Configuración B Tradicionalmente estos convertido

En este caso la Vo deseada correpor lo que el ciclo de trabajo del MOSFETMOSFET inferior conducen un 66 % del pde conducción en el elemento del interrupto

La ventaja de este cambio es que

típica entre 0,5 y 1 V a unos 0,3 V o menmultiplicado por su baja resistencia de cosistema.

6

uck con rectificación síncrona

res, se utilizan con baja tensión de salida.

sponde a 1/3 de la tensión de entrada Vin, superior es igual a un 33 % y el diodo o eriodo. Parece lógico mejorar las pérdidas r que está más tiempo conduciendo.

se reduce la caída de tensión del diodo, or (corriente que circula por el MOSFET

nducción), incrementando la eficiencia del


1.2. OBJETIVO DEL PROYECTO

El objetivo principal de este proyecto es el de diseñar y construir físicamente un convertidor tipo Buck con Rectificación Síncrona con la finalidad de asegurar que proporciona mayor rendimiento que un convertidor Buck típico. Para ello se ha previsto que pueda funcionar de tres modos diferentes: configuración típica de un Buck (fig.1.2.1a), modo síncrono mediante dos MOSFETs sincronizados (fig.1.2.1b), y como el anterior con la adición del diodo en antiparalelo con el MOSFET de lado bajo (fig.1.2.1c). Aunque no se indique en las gráficas, por construcción, el MOSFET lleva un diodo interno en antiparalelo. Las características de este diodo no son buenas ya que es un diodo de conmutación lenta, por lo que no interesa que entre en conducción. Es necesario ajustar la temporización de b) o añadir un diodo rápido c)

a) b) c)

Figura 1.2.1. Tres tipos de configuraciones Buck.

El estudio del prototipo proporcionará una serie de resultados de rendimientos, rizados, arranque y demás conclusiones que pueden ser de gran ayuda para el diseño y construcción de futuros prototipos.

Otro objetivo es el de mejorar un prototipo ya existente en cuanto a innovaciones electrónicas con nuevos componentes y de esta manera aumentar el rendimiento. Como innovación, también, se ha introducido una circuitería generadora de dead-time, un tiempo muerto en el que ninguno de los MOSFETs conmuta. Se ha diseñado como elemento de seguridad a la hora de la conmutación, con el objetivo de asegurar un tiempo en el que ninguno de los MOSFETs está en conducción.

Como objetivo secundario, el sistema ha de soportar variaciones de tensión en la entrada desde 33 hasta 58 voltios sin variar su tensión de salida de 14 V. Para ello se ha diseñado un control de doble lazo: de tensión y de corriente.

7


1.3. ANTECEDENTES

Hasta el presente, los convertidores de este tipo, se han dedicado hacia el campo de alimentación de microprocesadores cada vez más rápidos, con más ancho de banda y con más necesidades debido al explosivo crecimiento de Internet. La nueva clase de procesadores GHz, requieren corrientes más altas y tensiones más bajas que la generación anterior.

Por ejemplo las agendas-computadora de hoy en día consumen 20 A, consiguiéndose mediante MOSFET en paralelo. Los servidores y ordenadores de escritorio del presente oscilan entre 60 y 90 A. Y las CPU de próxima generación consumen unos 120 A, aproximadamente un 10% superior a las CPU de hace tan solo dos años.

En las industrias de telecomunicaciones que usan convertidores aislados, la tensión de salida de éstos no debe superar los 1,5 V. Bajo estas condiciones, la rectificación síncrona es necesaria para reducir disipación de potencia y mantener los niveles de eficiencia requeridos. Existe en el Laboratorio de la Universidad el denominado “Tri-Buck”, que es un conjunto de tres convertidores sincronizados de características parecidas al prototipo del presente proyecto. Uno de los objetivos de este proyecto, como se ha comentado anteriormente, ha sido el de estudiar ese “Tri-Buck” y adaptar a un solo convertidor esas características, así como el de mejorar el valor del rendimiento gracias a las innovaciones tecnológicas que separan temporalmente el diseño de los dos prototipos.

8


1.4 DESCRIPCIÓN Y FUNCIONAMIENTO DEL CIRCUITO

Este apartado pretende dar una explicación general de una manera intuitiva de qué partes se compone el prototipo. Una explicación más detallada con el diseño y la elección de los componentes se encuentra más adelante en la Memoria de Cálculo.

1.4.1. Planta

La planta del prototipo no es mas que una configuración de convertidor “Buck” de potencia con la adición de un transistor MOSFET en paralelo con el diodo Schottky típico en un convertidor de estas características.

Consta de un filtro en la entrada y otro en la salida comentados en la Memoria de Cálculo del presente proyecto. Además se ha introducido un diodo en la salida para alimentar el resto del circuito en cuanto a su salida se disponga de una tensión superior a la del regulador de tensión principal comentado en el apartado 1.4.3. del presente documento. De esta manera se evita que funcione y consuma dicho regulador, incrementando el rendimiento del sistema.

VCC

L1 40u

+C18

3300uF

Q4MOSFET N

+

2200uF

C20

3.3uF

C21

3.3uF

C22

3.3uF

C23

3.3uF

C24

3.3uFD2

PBYR20100

J5

CON2

12 D15

1N4148

14V_Side

Q5MOSFET N

+C17

1200uF

C1

22uF

C2

22uF

+C3

1200uF

+C4

1200uF

+C5

1200uF

+C6

1200uF

+C7

1200uF

42V_Side

Figura 1.4.1. Planta del prototipo.

9


1.4.2. Circuito de retardo generador de ‘dead time’

En muchos convertidores de altas prestaciones, es necesaria la sincronización entre múltiples interruptores. Con esto bastaría si fuesen elementos de conmutación ideales, pero a menudo se necesita un ‘dead time’ (tiempo muerto) para asegurar absolutamente que no exista la posibilidad de que los dispositivos interruptores no conduzcan simultáneamente durante las transiciones de la conmutación.

Tanto en inversores como convertidores dc-dc rectificadores síncronos, el tiempo muerto es generado con dos señales de control complementarias, una para cada interruptor. Muy recientemente, algunos fabricantes de integrados han empezado a producir controladores PWM rectificadores síncronos con señales complementarias y tiempo muerto. Pero la mayoría de diseñadores que trabajan en inversores, usan sus propias estrategias para la generación del tiempo muerto [3].

La generación de tiempo muerto en este proyecto ha sido diseñada con el objetivo de ser ajustable y se ha hecho mediante 4 puertas CMOS de tipo NOR integradas en un mismo chip mas dos etapas de retardo RC, como se observa en la fig. 1.4.2.

La puerta NOR es un grupo completo, es decir, se pueden sumar, multiplicar e invertir diferentes señales únicamente utilizando NOR’s.

Tabla 1.4.1

AN

OR

a b NOR 0 0 1 0 1 0 1 0 0 1 1 0

. Función NOR para dos entradas

NOT xxx +=

D 2121· xxxx +=

2121 xxxx +=+

10


Funcionamiento del circuito:

La entrada es una onda de pulsos generada por el regulador PWM. La función de la NOR U10A es invertir la señal PWM y a ésta se le hace pasar por la NOR U13A con la señal original pero retardada consiguiendo a su salida una señal PWM similar a la original pero con un retardo, que puede ser ajustable.

La función de U12A es invertir la señal retardada para poder ser comparada con la original en U11A, pero esta vez en el estado de nivel bajo. La salida del U11A es la señal PWM invertida (complementaria a la salida de U13A) con un retardo también ajustable.

U10A

4001

1

23

U11A

4001

1

23

U12A

4001

1

23

U13A

4001

1

23

R14

100

R15

100C320.1nF

C330.1nF

R16 10K

1 3

2

R17 10K

1 3

2

PWM

HIN

LIN

Figura 1.4.2. Circuito generador de dead time

Las puertas NOR se han elegido de tipo CMOS por su buena compatibilidad de niveles lógicos con el regulador PWM y el driver IR2110 para el disparo de los MOSFET. Exactamente se ha elegido un 4001B, que es un integrado que contiene 4 puertas NOR.

Los valores de las etapas de retardo, se han elegido pensando en que el retardo no sobrepase los 500 ns. Para ello los potenciómetros serán de 10 kΩ, y se ajustarán a unos 5 kΩ. Y los condensadores deberán ser de 0,1 nF. Las resistencias de 100 Ω aseguran un retardo mínimo de 10 ns entre el PWM original y la señal generada evitando un solapamiento excesivo entre éstas, evitando, por consiguiente, la conmutación simultánea de los dos MOSFETs.

11


Como resultado de simular el circuito generador de dead-time se ha obtenido la gráfica de la fig.1.4.3, donde se aprecia el retardo generado entre la señal PWM original y las señales de activación de los MOSFETs Q1 y Q2.

1.4.3. R

Einicialmeposteriorm

L

robustez caracterísinconven58 voltiotenido qufiablemen

egulado

l siguiente al r

ente po

o que hen cuantotica impiente es qs) presene diseñate el rest

Canal 1

Figura 1.4.3. Canal 1 PWMCanal 2: Señal de activacióCanal 3: Señal de activació

r de tensión

nte regulador de tensión ha sidegulador de precisión formadoder alimentar a la circuitería intern

ace que este regulador sea impr a tensión de entrada ya que perortante es su facilidad de mue para grandes cambios en su teta variaciones considerables de tr un regulador de precisión en o de circuitería a tensión constant

12

Canal 3

Canal 2

original n de Q1 n de Q2

o diseñado para poder alimentar por el integrado CI723, para a del convertidor.

escindible en este prototipo es la mite su arranque hasta 58 V. Otra ontaje y economía. Su único

nsión de entrada (caso de 33 hasta ensión a su salida, por eso se ha serie a éste para poder alimentar e.


El diseño es bastante simple. La resistencia R28 hace posible la polarización del Zener, el cual va a mantener una tensión de 15 voltios. La resistencia R31 y el condensador C41 forman un filtro para eliminar el ruido aportado por el Zener. A su vez, R31 limita la corriente de base para el Darlington (ver Anexos). Idealmente, en Vcc se consigue 15 voltios menos la caída de tensión provocada por el Darlington y por el diodo 1N4148 (ver Anexos), unos 11,2 voltios.

El regulador se ha hecho mediante elementos discretos tal y como se muestra

en la figura 1.4.4.

VCC

D12

Dz

U9BDX33C

1 2

3

R281800 1W

+ C4110uF

R31

3k3 C12

D14

1N4148

42V_Side

1uF

Figura 1.4.4. Regulador de tensión

La resistencia de polarización (R28) se ha diseñado tal que para Vin mínima (33 V) circule una corriente capaz de polarizar el diodo Zener (≈10 mA):

mAVV

IpolVzVinRpol

101533min −

=−

= = 1800 Ω (1.4.1.)

Hay que comprobar que para los diferentes valores de Vin se mantiene un

margen aceptable de valores de Ipol. Veamos para Vin = 42 V:

=Ω

−=

18001542 VVIpol 15 mA

13


y para Vin = 58 V:

=Ω

−=

18001558 VVIpol 23,89 mA

margen aceptable y soportable por un diodo Zener de Vz = 15 V.

1.4.4. Sensado de corriente Para realizar un control de tipo corriente media [4] en un convertidor es

necesario un sensado de corriente cerca del transistor. Existen varios métodos que se utilizan para éste propósito así como el de sensar esa corriente mediante un resistor de muy baja impedancia. Pero en muchas aplicaciones esto no resulta muy práctico ya que se incrementa la disipación de potencia provocando que disminuya el rendimiento del convertidor.

Para este proyecto, por sus especificaciones rigurosas de rendimiento, se ha

optado por hacer uso de un sensado mediante transformador de corriente. Esta técnica elimina la necesidad de usar un valor extremadamente bajo de resistor. Muchos diseñadores prefieren usar un transformador de corriente para minimizar la pérdida de potencia y permitir el uso de un valor mucho más elevado del resistor, todo esto a bajo coste.

El diseño del sensado se observa en la fig. 1.4.5. Como resistor para el filtro

se ha elegido un potenciómetro de 1 kΩ para su posterior ajuste, y como condensador, uno de poliéster de 10 nF. La relación de transformación es de 1:50 ya que en el primario tendrá 2 espiras y en el secundario, 100. Esto es para reducir la corriente en 50 veces e incrementar la tensión también en 50, adaptando de esta manera los niveles para el posterior control.

Como impedancia de sensado se han elegido dos resistores de 10 Ω de ¼ W

para conseguir 5 Ω, esta impedancia se ve reflejada en el primario como:

2nRsensadoprimario el en efectiva Impedancia = (1.4.2)

== 2505primario el en efectiva Impedancia 2 mΩ

14


Estos 2 mΩ equivalen a un 10 % de la impedancia generada por el MOSFET en conducción, por tanto este valor es más que aceptable ya que se introducen muy pocas pérdidas en el sistema debido al sensado de corriente.

En condiciones de 100 % de carga y a tensiones nominales de entrada y de

salida, 42 y 14 V respectivamente, Iin será igual a unos 6 A. Por tanto en el secundario tendremos 120 mA, que multiplicados por los 5 Ω, tendremos que la amplitud de tensión en Isense (ver fig. 1.4.5), será de unos 0,6 V. Valor aceptable para un posterior control.

Los tipos de cables usados para bobinar el núcleo toroidal han sido, para el

primario, cable para bobinar PIRESOLD de 0,8 mm de diámetro y para el secundario, cable para bobinar soldable PIRESOLD de 0,28 mm de diámetro.

T3

TRANSFORMER

R810

R910

D13

MBR360 R29

1k

1 3

2

C810nF

Isense

NTH 12

Figura 1.4.5. Sensado de corriente Lo que hace el circuito de sensado es, tal y como se muestra en la fig.1.4.5.bis, es rectificar y filtrar la onda de corriente que circula por la bobina, manteniendo la onda en su pendiente positiva.

Figura 1.4.5.bis Rectificación

1

y filtro de la onda de corriente

5


1.4.5. Regulador de tensión usando el CI723

Se ha diseñado un regulador de tensión usando un CI723 en su configuración compensado por temperatura (ver Anexos) con el objetivo de mantener a tensión constante la alimentación para la circuitería interna, debido a las variaciones antes comentadas del regulador de tensión principal presentes en “Vcc”. La alimentación de la circuitería restante es “Vcc1”, y ha sido diseñada para obtener 11 voltios. Además, en la patilla nº 6 del integrado se obtienen 7,1 V constantes que se puede aprovechar para utilizarla como tensión de referencia para el control.

VCCVCC1

C38

100pF

C361uF

R23

10k

C37

1uFU5

LM723

1234567 8

91011121314nc1

ILIMISENSEINVNINVVref-Vs nc2

VzVoVc

+VsFREQ

nc3

R22

12k

R21

8k2

R20

0.5 1W

U6BDX53

1 2

3

Vref(7.1V)

Figura 1.4.6. Regulador de tensión de precisión.

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1.4.6. Driver IR2110

El driver IR2110 es un integrado bastante usado comercialmente para conmutación de MOSFETs gracias a sus buenos resultados. Es robusto y en la siguiente configuración es capaz de sincronizar la conmutación de dos interruptores en un sistema síncrono. Necesita de una pequeña circuitería bootstrap exterior para abastecer de suficiente corriente la puerta del MOSFET para su conmutación. En la Memoria de Cálculo está presente el cálculo para el diseño del valor del condensador bootstrap C11.

VCC1

U18 IR 2110

12

345

67

89

1011

12

13

14 LOCOM

Vccnc1VS

VBHO

nc2VddHINSD

LIN

Vss

nc3

C11

200nF

C10

1uF

C9

1uF

D10MBR360

D8

1N4148

Ho

LOAD

Lo

Lin

Hin

DRIVER

circuitería bootstrap

diodo de protección del driver

Figura 1.4.7. Driver de sincronización y conmutación de los MOSFETs.

17


1.4.7. Regulador PWM

El regulador de PWM es el integrado que va a permitir configurar la frecuencia y el ciclo de trabajo del tren de pulsos, así como el arranque del sistema y su posible control. Uno de los integrados que reúnen éstas características es el UC3524 y su familia. Este integrado es muy utilizado para convertidores, los cuales necesitan un tren de pulsos para su funcionamiento. Concretamente se ha usado el UC3526, familia del UC3524. Es muy similar al este último, pero el usado añade la posibilidad de sincronizarse con otros dispositivos iguales a él.

Se ha previsto en su diseño, que pueda funcionar en lazo abierto y en lazo cerrado. Es decir, en lazo abierto para acabar de mejorar el sistema, hacer un estudio de rendimiento, etc., variando manualmente la tensión de comparación con la rampa generada por el integrado con el objetivo de poder variar el ciclo de trabajo de la señal que hace posible la conmutación. Y en lazo cerrado para un control de doble lazo, corriente y tensión.

Isense

CONTROL DE CORRIENTE

VCC1

VCC1VCC

VCC1

R551k

R541k

R505k

1 3

2

R51

47k

13

2

C34 1uF

R53

47k

1 3

2R181K

C25

2nF

U19

UC3526

123 4

567

891011

12

13

14

15

16

17

18

+E-ECOMP Css

RST-CS+CS

SDRTCTRD

Sync

OUTA

VC

GND

OUTB

Vin

Vref

C27100nF

C26 10nF

C29113pF

C28454pF

R56

1K

R57

1k

13

2

R584k7

+e

PWM

Lazo abierto

Lazo abierto

Figura 1.4.8. Regulador de PWM (Modulador de Anchura de pulsos).

18


1.4.8. Control

Cerrar el lazo de control del convertidor fue objetivo secundario desde el principio de la realización de este proyecto. De hecho, el sistema está previsto de los elementos necesarios para un control multivariable, exactamente de un control de doble lazo: de corriente y de tensión. El sensado de corriente mediante el transformador, el control de corriente (visto en la fig.1.4.8.), y el de tensión (ver fig.1.4.9.)están completamente diseñados (ver Memoria de Cálculo) y previstos en la placa para ser montados.

VCC1

R52

1000k

13

2

U20

TLC2272

1234 5

6781OUT

1IN-1IN+GND 2IN+

2IN-2OUTVDD+

R1190.9k

1 32

R12

1k

13

2

C31

22nF

C301nF

C32220nF

C33

220nF

14V_Side

Vref(7.1V)

+e

Figura 1.4.9. Control de tensión.

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1.5. ESPECIFICACIONES

Siguiendo los criterios y los objetivos del proyecto se han redactado las siguientes especificaciones que deberá cumplir el convertidor. El sistema debe ser capaz de funcionar a una tensión de entrada variable desde 33 hasta 58 V. Su tensión de salida debe ser ajustable a 14 V. El 100 % del valor de carga será de 1,1 Ω y será resistiva, lo que provocará a su salida una potencia cercana a 200 W. La frecuencia de conmutación será de 50 kHz, y el rizado de tensión en la salida no debe superar los 140 mV (un 1 % de la tensión de salida).

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1.6. CONCLUSIONES

Después de haber estudiado y realizado ensayos sobre el comportamiento del convertidor en cada una de sus tres configuraciones durante el tiempo invertido en el Laboratorio, se ha llegado a una serie de resultados y conclusiones, las cuales se van a resumir en el presente apartado. Las tablas comentadas a continuación son extractos del documento 3. Medidas en el Laboratorio.

En cuanto al rizado de tensión en la salida, coinciden las configuraciones

síncrona y típica al 50 % de la carga, aunque la configuración síncrona supera en prestaciones a la típica al 100 %. En el modo síncrono con la adición del Shottky el rizado es bastante mayor que en los otros dos modos (ver tabla 1.6.1).

RIZADOS EN Vo PICO A PICO (V) MOSFET-MOSFET MOSFET-

SCHOTTKY MOSFET-MOSFET-

SCHOTTKY Vin (V) 50 % 100 % 50 % 100 % 50 % 100 %

33 0,6 1,2 0,6 2,2 1,2 2,9 43 0,8 1,2 0,8 1,8 1,8 4,0 58 0,8 1,4 0,8 3,6 3,6 6,8

Tabla 1.6.1. Extracto de la tabla 3.6 de rizados en la salida al 50 y 100 % de

carga.

En cuanto al arranque del sistema, según las gráficas de las figs. 3.5.3, 3.5.5, y 3.5.7, se puede afirmar que el modo típico es más rápido en alcanzar el valor de la tensión de salida a 14 V, unos 130 ms, mientras que las dos configuraciones síncronas son más lentas, unos 250 ms. El pico de corriente en la entrada, la primera, llega a unos 12 A, mientras que las configuraciones síncrona y síncrona mas diodo reducen ese pico a 11 y 8 A respectivamente. Por tanto, el arranque en modo síncrono con la adición del diodo en antiparalelo es más suave.

21


El rendimiento es otro de los aspectos que se mejoran con la rectificación síncrona del convertidor. En esta configuración mejoramos el rendimiento hasta un 2 % comparándolo con el mismo convertidor en su configuración tradicional, es decir, con un MOSFET y el diodo. Pero cuando el rendimiento realmente mejora es cuando se añade a la rectificación síncrona el diodo en antiparalelo con el MOSFET de lado bajo, consiguiéndose un valor de rendimiento ligeramente superior al 90 %.

RENDIMIENTOS MÁXIMOS CONSEGUIDOS (%) MOSFET-MOSFET MOSFET-


SCHOTTKY CARGA 50 % 100 % 50 % 100 % 50 % 100 % ηMAX 89,67 85,72 88,52 84,72 90,59 86,57

Tabla 1.6.2. Rendimientos máximos (extracto de las tablas 3.3, 3.4, 3.5)

La sincronización de un convertidor reductor típico requiere bajo coste. Se

necesita añadir otro interruptor, un driver que permita la conmutación en este modo y la integración de una circuitería digital generadora de un tiempo muerto entre la activación de cada MOSFET. Se puede afirmar que el hecho de usar una configuración síncrona en un convertidor tipo Buck es ventajosa en todos los aspectos.

22


1.7. COMPARATIVA CON CONVERTIDORES ACTUALES

En la actualidad, como se ha comentado en el apartado Antecedentes del presente documento, existen convertidores buck síncronos pero que no se ajustan a los valores eléctricos de el prototipo de este proyecto, sino que son menores en cuanto a corriente y tensión, como se observa a continuación. Este es el caso del FAN5234 de Fairchild Semiconductor. Sus características principales son:

Tensión de entrada: de 2 a 24 voltios. Tensión ajustable a la salida de 0,9 a 5,5 voltios de alta eficiencia. Corriente de salida de 0 a 5 amperios. Sensado de corriente mediante resistencia

Y sus aplicaciones son destinadas a reguladores para PCs portátiles, PDAs y

aplicaciones de Internet. La rectificación es síncrona y además incluye un modo de operación mediante histéresis para la carga de luz, que permite prolongar el tiempo de funcionamiento de la batería.

El modo de operación síncrono incluye además de los dos MOSFETs, un diodo Schottky en paralelo con el MOSFET de lado bajo, mejorando de esta manera la eficiencia total del sistema.

Haciendo un recordatorio del prototipo del presente proyecto:

Tensión de entrada: de 33 a 58 voltios. Tensión a la salida de 14 voltios (puede ajustarse a valores

inferiores) Corriente de entrada de 1 a 8 amperios. Corriente de salida de 0 a 15 amperios. Sensado de corriente mediante transformador

Su aplicación puede ser destinada como fuente de alimentación para

vehículos los cuales vayan alimentados con baterías de 42 voltios.

23


1.8. PRESUPUESTO TOTAL DEL PROYECTO El presupuesto total de este proyecto asciende a CIENTO OCHENTA Y SIETE EUROS CON CUARENTA Y CUATRO CÉNTIMOS.

TARRAGONA, 25 de AGOSTO DE 2002 EL INGENIERO TÉCNICO INDUSTRIAL

Firmado, Oscar Fernández-Pacheco Gómez

24


1.9. BIBLIOGRAFÍA [1] Libro: Robert W. Erickson, Fundamentals of power electronics, Kluwer Academic Publishers, 2001. [2] Apuntes: Javier Maixé, Electrónica de Potencia, ETSE, URV. [3] Artículo de revista: Phil Krein, Using Logic for Dead Time and Synchronous-Rectifier Control, IEEE Power Electronics Society NEWSLETTER, July 2000, 7. [4] Nota de aplicación: Lloyd Dixon, Average Current Mode Control of Switching Power Supplies, UNITRODE CORPORATION U-140. [5] Artículo de revista: R.D. Middlebrook, Modeling Current-Programmed Buck and Boost Regulators, IEEE Transactions on Power Electronics, January 1989, vol. 4. [6] Nota de aplicación: George E. Danz, HIP4081A, 80V High Frequency H-Bridge Driver, INTERSIL AN9405.3 [7] Información fabricante de circuitos integrados: HEXFET Chip-Set for DC-DC converters, IRF7805, INTERNATIONAL RECTIFIER, PD91746C

25

2 MEMORIA DE CÁLCULO

26

Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo

ÍNDICE MEMORIA DE CÁLCULO 2. MEMORIA DE CÁLCULO...................................................28 2.1. ESTUDIO DEL CONVERTIDOR BUCK CON RECTIFICACIÓN SÍNCRONA................................................................................................................ 28

2.1.1. ANÁLISIS DEL CIRCUITO MEDIANTE LA TÉCNICA DE LA PROMEDIACIÓN EN EL ESPACIO DE ESTADO ............................................ 28 2.1.2. INFLUENCIA DE LAS PÉRDIDAS. RENDIMIENTO.................... 35

2.1.2.1. Descripción de las pérdidas en cada elemento ..................................... 35 2.1.2.1.1. Pérdidas en los inductores .................................................... 35 2.1.2.1.2. Pérdidas en los condensadores.............................................. 36 2.1.2.1.3. Pérdidas en los diodos .......................................................... 36 2.1.2.1.4. Pérdidas en los transistores MOSFET .................................. 37 2.1.2.1.5. Pérdidas durante la conmutación .......................................... 37

2.2. DISEÑO DEL PROTOTIPO EXPERIMENTAL ........................................ 38 2.2.1. PWM................................................................................................... 38 2.2.2. Diseño del filtro de salida ................................................................... 38 2.2.3. Diseño y fabricación del inductor ....................................................... 43 2.2.4. Elección de los MOSFET. .................................................................. 48 2.2.5. Elección del diodo de potencia. .......................................................... 48 2.2.6. Elección de los disipadores. ................................................................ 49

2.2.6.1. Cálculo del disipador del BDX33C........................................... 49 2.2.6.2. Cálculo del disipador de los MOSFET...................................... 50 2.2.6.3. Cálculo del disipador del diodo PBYR20100............................ 54 2.2.6.4. Resumen.................................................................................... 55

2.2.7. Elección de condensadores. ................................................................ 56 2.2.7.1. Condensador de entrada ............................................................ 56 2.2.7.2. Condensador de salida............................................................... 56 2.2.7.3. Condensador bootstrap .............................................................. 58 2.2.7.4. Condensador softstart ................................................................ 59

2.2.8. Control ................................................................................................ 60 2.2.8.1. Lazo de Corriente ...................................................................... 60 2.2.8.2. Lazo de Tensión ........................................................................ 62

27


2 Memoria de Cálculo

2.1. ESTUDIO DEL CONVERTIDOR BUCK CON RECTIFICACIÓN SÍNCRONA

2.1.1. ANÁLISIS DEL CIRCUITO MEDIANTE LA TÉCNICA DE LA PROMEDIACIÓN EN EL ESPACIO DE ESTADO

En este apartado se hará un estudio del sistema en pequeña señal mediante la técnica de la promediación en el espacio de estado. En el análisis se ha eliminado la componente RC del condensador ya que es despreciable para este cálculo. La fórmula general del sistema con los parámetros de corriente y tensión de salida en cada caso, topología ON y OFF.

' (2.1.1) ·· dxdxx OFFON &&& += y el ciclo de trabajo es:

dDd ˆ+= (2.1.2) que a su vez puede ser escrito como:

( ) ( ) dDtd ˆ11 −−=− (2.1.3)

DD −=1' (2.1.4) La tensión de entrada es igual a la componente contínua mas una componente en pequeña señal:

( ) gvVgtVg ˆ+= (2.1.5)

( )dtxd

dtdXss

dttdx &

+= (2.1.6)

0, ya que es derivada de constante

28


i

Topología ON

A continuación se plantean las ecuaciones de la topología ON:

dtdi

LVoVg

=−

(2.1.7)

CR

Voi

dtdv −

= (2.1.8)

dL

VoVgi −=

•

(2.1.9)

En el dominio transformado, la Transformada de Laplace es:

( ) ( ) ( ) ( ) ( )( sdDL

sVosVgissI +−

=− 0 ) (2.1.10)

i

Topología OFF

29


Y ahora las de la topología OFF:

dtdi

LVo

=−

(2.1.11)

CR

Voi

dtdv −

= (2.1.12)

'dLVoi −

=•

(2.1.13)

( ) ( ) ( ) ( )( sdDL

sVoissI ''0 +−

=− ) (2.1.14)

En los dos casos, tenemos que:

( ) ( ) ( ) ( )RC

sVoCsIvssV −=− 0 (2.1.15)

Planteando las ecuaciones matriciales para tON:

VgLvi

RCC

L

dtdvdtdi

xo

L ·0

1·11

10

+

−

−

=

=& (2.1.16)

y para tOFF:

Cdtdvdtdi

x 1

0

=

=&

1 1

La ecuación a resolver es:

x =&

A

vi

RC

Lo

L·1

1

+

−

−

A2

( ) (VgBtxA ·· +

30

B

Vg·00

(2.1.17)

B2

)t (2.1.18)


Sustituyendo las constantes por las matrices:

( ) ( ) ( )( tdVgBxAtdVgBxAx −+++= 1·2·2·1·1& ( ))

(2.1.19)

( ) ( )( )( ) ( ) ( )( )( )dDvVgBxXAdDvVgBxXAx ggˆ'ˆ2ˆ2ˆˆ1ˆ1ˆ +++++++++=&

(2.1.20)

( )( ) ( )( )dDvBVgBxAXAdDvBVgBxAXAx gg

ˆ'ˆ·2·2ˆ·2·2ˆˆ·1·1ˆ·1·1ˆ +++++++++=&

(2.1.21)

resolviendo:

( ) ( ) ( +−−+++++= dVgBXAVgBXADVgBXADVgBXAx ˆ·2·2·1·1'·2·2·1·1& )

)

)

)

( )

( ) ( ) ( ) ( gg vDBDBdvBBxDADAdxAA ˆ'·2·1ˆˆ21ˆ'·2·1ˆˆ21 ++−+++−+

(2.1.22)

( ) ( dVgBXAVgBXAxDADAx ˆ·2·2·1·1ˆ'·2·1ˆ −−+++=& + términos despreciables

(2.1.23)

( ) ( dVgBXAVgBXAxDADAx ˆ·2·2·1·1ˆ'·2·1ˆ −−+=+−& (2.1.24)

Haciendo la Transformada de Laplace:

( ) ( ) ( ) ( ) ( )sdVgBXAVgBXAsXDADAssX ·2·2·1·1'·2·1 −−+=+−

(2.1.25)

( )[ ] ( ) ( ) ( )sdVgBXAVgBXAsXDADAs ·2·2·1·1'·2·1 −−+=+−

(2.1.26)

( ) ( )[ ] ( ) sdVgBXAVgBXADADAssX ·2·2·1·1·'·2·1 1 −−++−= −

(2.1.27)

31


Entonces como:

=

ss

s0

0;

−

−==

RCC

LAA 11

1021 ;

=

0

11 LB ; ;

=

00

2B

−

−=

RCD

CD

LD

DA0

·1 ; (2.1.28)

−

−=

RCD

CD

LD

DA ''

'0'·2 ; (2.1.29)

+

−+

+

−=+

RCDD

CDD

LDD

DADA''

'0'·2·1 ; (2.1.30)

( )

+

+

+

−

+

=+−

RCDDs

CDD

LDDs

DADAs''

'

'·2·1 ; (2.1.31)

Hay que hacer la matriz inversa para poderla multiplicar con

: ( ) sdVgBXAVgBXA ·2·2·1·1 −−+ ( ) Para ello hay que hacer primero el determinante para saber si esa matriz tiene inversa:

( ) 011''''

'2

22 ≠+

+=

++

+

+=++

+

−

+

LCRCss

LCDD

RCDDss

RCDDs

CDD

LDDs

1

32

D+D’=


Como el resultado del determinante es distinto de 0, es posible hacer la matriz inversa. A continuación se calculan los menores adjuntos:

RCsA 1

11 += ;

−−=

CA 1

12 ;

LA 1

21 −= ; sA =22

La matriz inversa es por tanto:

−+

+

+

=−

sC

LRCs

LCRCss

A1

11

·11

12

1 ; (2.1.32)

Se calculará ahora el término ( ) : ( )sdVgBXAVgBXA ·2·2·1·1 −−+

( )( )

=

sVsI

X ; ; 0·2 =VgB

( )( )

( ) ( )

( ) ( )

( )

( ) ( )

−

−

=

−+

−+

=

−

−==

RsVsI

C

LsV

sVRC

sIC

sVL

sI

sVsI

RCC

LXAXA 11·1

1·0·11

10·2·1

(2.1.33)

Los términos A1·X y A2·X se cancelan ya que son iguales, por tanto sólo queda B1·Vg, que es igual a:

=

0·1 L

VgVgB ; (2.1.34)

33


Finalmente la función de transferencia del convertidor queda como sigue:

( ) ( )sdLVg

sC

LRCs

LCRCss

sX ·0

·1

11

·11

12

−+

+

+

= ; (2.1.35)

34


2.1.2. INFLUENCIA DE LAS PÉRDIDAS. RENDIMIENTO

Hasta ahora se ha considerado el convertidor con todos sus elementos ideales, sin ningún tipo de pérdidas o no linealidades. A continuación se ha hecho un análisis del convertidor incluyendo las pérdidas de cada elemento para poder determinar la influencia que éstas ejercen en la respuesta del convertidor, en el rendimiento, etc. También se puede determinar un margen de trabajo donde los efectos de las pérdidas tienen una influencia despreciable. Cabe destacar que las pérdidas tienen una influencia directa en el rendimiento y la dinámica del convertidor.

2.1.2.1. Descripción de las pérdidas en cada elemento

La planta del convertidor está formada tanto por elementos pasivos (inductores, condensadores), como por elementos activos (diodos y transistores MOSFET). En los siguientes apartados se expone el modelo utilizado para cada uno de estos elementos. Cabe remarcar que para hacer el estudio del convertidor con pérdidas sólo se han considerado los elementos implicados directamente en la planta. También existen las pérdidas debidas a las transiciones durante la conmutación, que aumentan con la frecuencia.

2.1.2.1.1. Pérdidas en los inductores

El modelo de un inductor con pérdidas puede ser representado mediante un elemento resistivo RL en serie con el elemento inductor, este circuito equivalente queda representado en la figura 2.1.1. Básicamente las pérdidas producidas en un elemento magnético dependen de la frecuencia. En el caso de trabajar a altas frecuencias se debería de tener en cuenta también efectos capacitivos, en este caso no hace falta.

L RL

Figura 2.1.1. Circuito equivalente de un inductor con pérdidas.

35


2.1.2.1.2. Pérdidas en los condensadores

El modelo de un condensador con pérdidas puede ser representado mediante un elemento resistivo RC en serie con la capacidad. El circuito equivalente de un condensador depende de factores como la frecuencia de trabajo, tipo de condensador, etc.

Si se tienen en cuenta las pérdidas, el circuito equivalente podría ser el representado en la figura 2.1.2, donde la resistencia en serie limita su utilización por encima de unas determinadas frecuencias (corrientes de fuga importantes).

RC C

Figura 2.1.2. Circuito equivalente de un condensador con pérdidas.

2.1.2.1.3. Pérdidas en los diodos

El diodo es un interruptor de conmutación natural que presenta dos estados en régimen estacionario: estado de conducción y estado de corte. En el estado de conducción el diodo se puede modelar como una caída de tensión VD y una resistencia en serie RD. En el estado de corte se considerará que no hay corrientes de fuga. (ver figura 2.1.3).

Figura 2.1.3. Modelos de las pérdidas en

36

OFF
ON
los diodos.


2.1.2.1.4. Pérdidas en los transistores MOSFET

El transistor MOSFET se utiliza como un elemento de conmutación controlada. En función de una señal que se introduce en la puerta del transistor habrá dos estados: uno de saturación o conducción y otro de corte. Se considerarán pérdidas de tipo resistivas en el estado de conducción mediante una resistencia RON , ver figura 2.1.4. También se considera al igual que al diodo, que en corte no hay orrientes de fuga.

n

e

e

Figura 2.1.4. Pérdidas en un

2.1.2.1.5. Pérdidas durante la c Además de las pérdidas comentadas

añadir las pérdidas que se producen durante la vienen determinadas por el cambio de estado den los diodos como en los transistores. Cabe deaumentan con la frecuencia y por tanto hacen se aumenta la frecuencia de conmutación del co Numerosos autores [7] eligen la siguieen el momento de la conmutación de un MOSF

+

×××= fV

iQ

IP ing

gd

donde I es la corriente que circula a través delVin es la tensión de entrada, f es la frecuenpuerta-drenador del MOSFET y Qgs2 es la car En el apartado 2.2.6.2. Cálculo del dismás detalle las pérdidas totales en la conmutaci

37

OFF

o

ece

d

nE

cg

ió

ON
Drai
Sourc

Gat

transistor MOSFET.

nmutación

n los apartados anterioronmutación. Es decir, las conducción a corte y vi

cir que estas pérdidas, coisminuir el rendimiento nvertidor.

te fórmula para calcularT:

××× fV

iQ

I ing

gs2

MOSFET, ig es la corrieia de conmutación, Qga puerta-surtidor (ver fig

pador de los MOSFET, sn.

c

es, se ha pérdidaceversa, mo es lóa medida

las pérd

(2.

nte de pud es la c.2.2.9).

e explica

RON
‘1’
‘0’

n de s que tanto gico, que

idas

1.36)

erta, arga

con


2.2. DISEÑO DEL PROTOTIPO EXPERIMENTAL

2.2.1. PWM

La generación del tren de pulsos necesarios para la conmutación de los MOSFETs, se ha hecho mediante el integrado UC3526, como se ha comentado en la Memoria Descriptiva. Este dispositivo genera internamente una señal triangular a la frecuencia configurada por una pequeña circuitería externa (ver Anexos).

Esta rampa generada es comparada con una tensión en continua para formar

el tren de pulsos con el ciclo programable según el nivel de esa tensión. Según las hojas de características del integrado, se ha elegido un valor de

condensador de 2n2 F (C25) y mediante un potenciómetro (R53) de 47 kΩ se ha ajustado hasta conseguir un tren de pulsos a 50 kHz.

El ciclo de trabajo de los pulsos, en lazo abierto, se ha diseñado mediante un divisor ajustable de la tensión de la alimentación interna Vcc1. El ajuste se hace mediante el potenciómetro R57. En lazo cerrado, el control se encargará de incrementar o disminuir el nivel de esa tensión de comparación. El dispositivo viene previsto de una patilla en la que es posible, según el valor de un condensador conectado a ésta, de programar un tiempo para un arranque suave. Se ha hecho una pequeña simulación para el diseño de este condensador en el apartado 2.2.6.4. de este documento.

2.2.2. Diseño del filtro de salida

El filtro de salida en un buck consiste en un paso-bajo con dos polos, esto es debido a la presencia del inductor y el condensador.

Es imposible construir un filtro paso-bajo perfecto que permita pasar la componente DC y que elimine completamente los componentes del rizado causado por los interruptores y sus armónicos. En la práctica, la tensión de salida v(t) aparece ilustrada en la figura 2.1.1, y puede ser expresada como:

v(t) = V + vrizado(t) (2.2.1)

38


Por tanto la tensión de salida v(t) consiste en la componente deseada dc V, mas una pequeña componente indeseada ac vrizado(t) procedente de la incompleta atenuación de los armónicos de los interruptores por el filtro paso-bajo. La magnitud de vrizado(t) ha sido exagerada en la figura 2.1.1.

Figura 2.2.1. Forma de onda de tensión de salida de un convertidor.

Para hacer un buen diseño el rizado ha de ser igual o menor que un 1 % de la componente dc, V. Entonces es siempre buena la aproximación de asumir que la magnitud del rizado es bastante más pequeña que la componente dc:

|| vrizado || << V (2.2.2) Por eso, la tensión de salida v(t) se aproxima por su componente dc V, con el pequeño término de rizado vrizado(t) despreciado:

v(t) ≈ V (2.2.3) Esta aproximación, conocida como la aproximación “small-ripple” (pequeño-rizado) o “linear-ripple” (rizado-lineal), simplifica en gran parte el análisis de las formas de ondas de los convertidores.

Figura 2.2.2. Convertidor Buck con tensión en el inductor vL(t) y corriente de condensador iC(t)

39


A continuación se va a analizar la forma de onda de la corriente del inductor. Se puede encontrar la corriente del inductor integrando la forma de onda de la tensión del mismo. Con el interruptor en posición 1, a la izquierda del inductor está conectada la tensión de entrada Vg, y el circuito se reduce a la figura 2.1.3(a). La tensión de inductor vL(t) es ahora:

vL = Vg – v(t) (2.2.4)

Como se describió anteriormente, la tensión de salida v(t) consiste de la componente V mas un pequeño rizado ac vrizado(t). Ahora se puede hacer esa aproximación cambiando v(t) por su componente dc V:

vL ≈ Vg – V (2.2.5)

Cuando el interruptor se encuentra en posición 1, la tensión de inductor es esencialmente constante e igual a Vg – V, como muestra la figura 2.1.4. Por la definición de inductor tenemos que:

( ) ( )dt

tdiLtv LL = (2.2.6)

Figura 2.2.3 Convertidor Buck: (a) cuando el interruptor está en posición 1, (b) cuando está en posición 2

Figura 2.2.4. Estado estacionario de la tensión del inductor en un convertidor Buck.

40


De este modo, durante el primer intervalo, cuando vL(t) es aproximadamente (Vg – V), la pendiente de la corriente en el inductor es:

( ) ( )L

VVgL

tvdt

tdi LL −≈= (2.2.7)

Como la tensión en el inductor vL(t) es esencialmente constante, mientras el

interruptor está en posición 1, la pendiente de la corriente en el mismo incrementa linealmente.

Argumentos similares se aplican durante el segundo intervalo, cuando el interruptor está en posición 2. A la izquierda del interruptor está conectado a masa, quedando el circuito de la figura 2.2.3(b). Es importante considerar las polaridades de la tensión y corriente del inductor, como se ha hecho en los circuitos anteriores. Entonces la tensión en el inductor en el segundo intervalo es:

( ) ( )tvtvL −= (2.2.8)

Usando la aproximación del pequeño rizado, queda:

( ) VtvL −≈ (2.2.9)

Por tanto la tensión en el inductor también es esencialmente constante mientras el interruptor está en posición 2, como puede verse en la figura 2.2.4. Substituyendo Ec. (2.2.9) en Ec.(2.2.6) tenemos que:

( )LV

dttdiL −≈ (2.2.10)

Por lo tanto, durante el segundo intervalo la corriente de inductor cambia a

pendiente negativa esencialmente constante. Se puede observar en la figura 2.2.5 la forma de onda de la corriente en el inductor.

41


Figura 2.2.5 Estado estacionario de la corriente en el inductor en un convertidor Buck.

La corriente en el inductor empieza en algún valor inicial iL(0). Durante el primer subintervalo, con el interruptor en posición 1, la corriente de inductor incrementa con la pendiente dada en ec. (2.2.7). Cuando t = DTs , el interruptor cambia a posición 2. La corriente empieza a decrementar siguiendo la Ec. (2.2.10). Al llegar a t = Ts , el interruptor vuelve de nuevo a la posición 1, y el proceso se repite.

Conociendo el rizado de corriente, se puede calcular el valor del inductor inmediatamente:

(cambio en iL) = (pendiente)(longitud del subintervalo)

( ) ( )sL DTL

VVgi

−

=∆2 (2.2.11)

Despejando L:

sL

DTiVVgL

∆−

=2

(2.2.12)

Esta es la ecuación más empleada para escoger el valor de la inductancia en

un convertidor tipo Buck. Para el caso de este proyecto, en el diseño del inductor se ha creído oportuno acotar el valor del rizado pico-a-pico a un valor del 30 % de la corriente que va a circular por él en condiciones nominales, 15 A. Este valor del 30 % corresponde a 5 A pico-a-pico. Según la fig.2.2.5, el valor que corresponde a ∆iL es igual a 2,5 A. Por tanto, haciendo uso de la Ec. (2.2.12), se tiene para este caso que:

42


=−

= −610·20·333,0·5,2·21442L 37,3 µH, que se aproximará a 40 µH

El cálculo del valor del condensador de salida está resuelto en el apartado 2.2.7.2 Condensador de salida.

2.2.3. Diseño y fabricación del inductor

Para el diseño del inductor se ha de tener en cuenta la corriente máxima que circulará a través de él y la inductancia que ha de tener. Se ha elegido un núcleo de tipo toroidal ya que presentan un bajo flujo de dispersión magnética y para evitar la saturación, se utilizará uno de polvo de hierro: “Kool Mµ Powder Cores” de Magnetics exactamente el MM2A 77076A7.

Se pretende asegurar que el núcleo no se sature para la máxima corriente que circulará (que son unos 17,5 A, con un valor medio de 15 A). El cálculo del núcleo, número de espiras y número de cables por espira está basado en el manual del propio fabricante: Paso 1.-Cálculo del núcleo LI2 L inductancia en mH para la gráfica : 40 mH I intensidad de pico en la bobina : 17,5 A

40·10-3 ·(17,5)2 = 12,25

Con este valor, en la gráfica de la figura 2.2.1, corresponde a la zona de 60µ de permeabilidad, exactamente al número 77324 de la izquierda.

Se observa que para el valor de 77324 se puede garantizar, apurando en la gráfica, un valor de LI2 máximo de 20 mH-amperios2, que corresponde a un valor de corriente máxima de 22,36 A, permitidos perfectamente por este tipo de núcleo.

43


Figura 2.2.6. Tabla del fabricante del núcleo: diferepermeabilidad magnética.

Hasta ahora se sabe el tipo de núcleo (77324)

continuación se debe ir a la página del núcleo 77324 fijarse en la tabla de características que está a continuacpermeabilidad. Para este caso en núcleo buscado es el 77el núcleo que se ha comentado al principio de este aparta

44

ntes núcleos para distinta

y la permeabilidad (60µ). A del manual del fabricante y ión donde aparece el tipo de 076-A7, que es exactamente

do.


Figura 2.2.7. Tablas del fabricante con información del núcleo elegido

Paso 2.-Cálculo del número de espiras El área efectiva del núcleo, dado por el fabricante es:

562 ==NLAL (2.2.13)

Entonces:

( )LAmHLN ·106

= (2.2.14)

Sustituyendo valores:

2756

04,0·106

≅=N vueltas

En este cálculo del número de vueltas no está contemplado el punto de trabajo en DC debido al efecto de la fuerza de magnetización que producirá la corriente al circular por los cables bobinados por la longitud efectiva del núcleo.

45


Por tanto se debe hacer una corrección teniendo en cuenta este aspecto. Según las hojas de características del fabricante, a continuación se calculará el valor en DC de la fuerza de magnetización (ec.2.2.15) el cual permite calcular el coeficiente de permeabilidad siguiendo la gráfica de la fig. 2.2.8: le = longitud efectiva del núcleo (path length) IDC = corriente media

e

DC

lINH ···4,0 π

= (2.2.15)

5798,8

15·27··4,0≅=

πH oersteds

Con este valor, se debe mirar en la gráfica de la figura 2.2.8. Para nuestro caso corresponde un coeficiente de permeabilidad de 0,7 a la izquierda, que es el valor que se tiene que multiplicar el valor original de AL:

A’L= AL·0,7 = 56 · 0,7 ≅ 40; (2.2.16)

Volviendo a calcular con la ec 2.2.14 obtenemos el nuevo número de vueltas:

≅=40

04,0·10'6

N 32 vueltas

Nota: La unidad oersted de la intensidad de campo magnético no pertenece al Sistema Internacional de medida, pero se ha utilizado ya que el fabricante expresa sus gráficas en esta unidad para el procedimiento de diseño del inductor. La unidad del S.I. es el A/m, y la relación entre el oersted es la siguiente:

1 Oersted = 1000/4π A/m

46


Figura 2.2.8. Curvas del núcleo: permeabilidad versus fuerza de magnetización. Paso 3.-Cálculo del número de cables por espira En primer lugar se debe conocer la Irms:

( ) ( )22pkDC IIIrms += (2.2.17)

Sustituyendo:

( ) ( ) 2,155,215 22 =+=Irms A

Para asegurar, se coge un valor de 16 A. Se ha elegido por razones conservadoras una densidad de corriente (D) de 450 A/cm2 y un cable de diámetro igual a 0,28 mm, que corresponde a una sección neta de 0,0616 mm2. La sección de cable (S) es igual:

22 5,3035,045016 mmcm

DIrmsS ==== (2.2.18)

Entonces, para calcular el número de cables por espira:

3,5 mm2 / 0,0616 mm2 ≅ 57 cables / espira

47


Por consiguiente, para la fabricación del bobinado del inductor, se han cortado y trenzado 57 cables de 2 metros de longitud. Esta trenza se ha enrollado 32 veces alrededor del núcleo, quedando una bobina como se muestra en la fotografía del convertidor en el capítulo 4 de este proyecto.

2.2.4. Elección de los MOSFET.

A la hora de elegir los MOSFET se ha tenido en cuenta la tensión máxima prevista entre drenador-surtidor y la corriente máxima que circulará. Un aspecto importante de la elección del MOSFET es la resistencia en conducción, cuanto más baja sea menos pérdidas se introducirán al sistema y más elevado será el rendimiento del convertidor.

Se ha elegido el transistor STP75NE75 que tiene una VDsmax de 75 V. En el peor de los casos tendremos una tensión en el drenador del MOSFET de 58 V, o incluso puede subir más durante los transitorios de carga. Por tanto se ha optado por elegir este transistor, ya que hay un margen de 17 V hasta los 75 V capaces de soportar. Según las hojas del fabricante, puede conducir hasta 75 A, valor también bastante superior a los 17,5 A que se espera en el peor de los casos. El principal motivo de la elección de este MOSFET es su precio económico y su reducida resistencia en conducción que presenta, unos 13 mΩ como máximo. Este hecho hace que el transistor introduzca muy pocas pérdidas en el sistema.

2.2.5. Elección del diodo de potencia.

El diodo que se utilizará será de tipo Schottky ya que tienen una caída de tensión más baja que los bipolares. Este hecho hace que el rendimiento aumente y además la conmutación es más suave con lo que se reduce el contenido de armónicos a la salida del convertidor.

Para escoger los diodos se ha de partir de la tensión máxima a la que estarán sometidos, de 33 a 58 V. Finalmente se ha elegido el diodo PBYR20100 que tienen una caída de tensión en conducción VF=0,85 V a 20 A y soportan una tensión máxima de 100 V y una corriente máxima de 20 A.

48


2.2.6. Elección de los disipadores.

2.2.6.1. Cálculo del disipador del BDX33C

El BDX33C es el componente activo del regulador de tensión utilizado. Es una configuración Darlington integrada en un único TO-220.

Para diseñar su disipador, hay que hacer una previsión del consumo de todos los elementos que van a ser alimentados por él.

Éstos son el DRIVER de los MOSFETS IR2110, el regulador del PWM

UC3526, el regulador de tensión LM723, la lógica para el retardo CMOS 4001B, y los amplificadores operacionales para la realización del control. Datos BDX33C:

Tj max = 150 ºC Pmax = 70 W Rthj-c = 1,78 K/W

Potencia estimada de los integrados:

PUC3526 = 3 W PIR2110 = 1,6 W PLM723 = 1 W

PC4001B = 0,7 W Pamplif. control = 1 W PMÁXIMA ESTIMADA ≅ 10 W

RthTOTAL = Rthj-c + Rthaislante + Rthradiador (2.2.19)

PTOT · RthTOT = ∆TTOT (2.2.20)

Para aislar los encapsulados TO-220 de los MOSFETs, del diodo y del BDX33 con el disipador común, se usaran unos “Pads” aislantes de resistencia térmica 0,4 K/W.

A continuación se harán los cálculos correspondientes para el diseño de dos disipadores de calor para dos ambientes de trabajo: uno en condiciones de temperatura óptimas (caso de trabajo en un laboratorio) y otro en condiciones

49


agresivas (caso de trabajar en un coche, cerca del motor, que corresponde a unos 80 ºC):

CASO 1 (Temperatura ambiente máxima = 50ºC) :

∆T = 150 ºC – 50 Cº = 100 K

==WK

10100Rth TOT 10 K/W

RthRAD = 10 K/W – (1,78 + 0,4) = 7,82 K/W


∆T = 150 ºC – 80 Cº = 70 K

==WK

1070Rth TOT 7 K/W

RthRAD = 7 K/W – (1,78 + 0,4) = 4,82 K/W

La interpretación es que para cada disipador de calor, por cada vatio de

potencia disipada se permite un aumento máximo de 8,22 y 5,22 grados respectivamente. Esto significa que depende de donde trabaje el convertidor se usará un disipador u otro.

En cualquier caso será válido utilizar un disipador con una resistencia térmica correspondiente a los valores calculados o inferior a éstos, para las dos situaciones.

2.2.6.2. Cálculo del disipador de los MOSFET A continuación se muestra la gráfica donde se observa las diferentes curvas

que intervienen durante el periodo de conmutación de un transistor MOSFET [7]. Esto es, desde que empiezan a cargase las capacidades de puerta al activar la tensión de ésta, hasta que el transistor comienza a conducir entre drenador y surtidor.

50


Cálculo de p Las pérdidas de

A su vez, esta fó

( 2rmsloss IP ×=

××+ V

iQ

Ig

gd

( fVQ gg ××+

××+ VQ

inoss

2

Figura 2.2.9. Curvas típicas en la conmutación de un MOSFET

otencia disipada en el MOSFET Q1:

potencia en el control de Q1 vienen dadas por:

P loss = P conduction + P switching + P drive + P output (2.2.21)

rmula puede ser aproximada por:

))(ondsR

×××+

× fV

iQ

If ing

gsin

2

)

f (2.2.22)

51


Identificando y dando valores: Según ec.2.2.17. tenemos que:

22 5,215 +=rmsI =15,2 A; 2

rmsI = 231,25 A2; Vg = 14 V de tensión de puerta; F = 50000 Hz Vin = 58 V en el peor de los casos; ig = 1,4 A ,corriente de puerta (de pico); I = 17,5 A;

Y según el fabricante del MOSFET:

Rds(on) = 0,013 Ω; Coss = Cdg+Cds; ∆Qoss = Coss+∆Vin en el peor caso Qoss= 850·10-12 · 58 = 49,3·10-9 C; Qgd = 62·10-9 C; Qg = 200·10-9 C; Qgs2 = 30·10-9 C; Qrr = 0,6·10-6 C;

Sustituyendo en ec. 2.2.22:

Resulta que P lossQ1=5,86 W

La resistencia térmica del transistor STP75NE75 es de 0,94 K/W multiplicado por el tanto por uno de ciclo de trabajo. Trabajando bajo las especificaciones del proyecto (a una frecuencia de 50 kHz y a un ciclo de trabajo del 33 %) el primer transistor tendrá una resistencia térmica final de:

RthQ1 = 0,33 · 0,94 = 0,31 K/W (2.2.23)


∆T = 150 ºC – 50 Cº = 100 K

==WKRthTOT 86,5

10017,06 K/W

RthRAD = 17,06 K/W – (0,31 + 0,4) = 16,35 K/W

52



∆T = 150 ºC – 80 Cº = 70 K

==WKRthTOT 86,5

7011,94 K/W

RthRAD = 11,94 K/W – (0,31 + 0,4) = 11,23 K/W

Cálculo de potencia disipada en el MOSFET Q2: La ecuación de pérdidas de potencia para Q2 es aproximada por:

P loss = P conduction + P drive + P* output (2.2.24) A su vez, esta fórmula puede ser aproximada por:

( ))(2

ondsrmsloss RIP ×= ( )fVQ gg ××+

××+ fVQ

inoss

2( )fVQ inrr ××+ (2.2.25)

*disipado principalmente en Q1. Dando valores y sustituyendo en ec. 2.2.25:

Resulta que P lossQ2=4,26 W

El ciclo de trabajo del segundo transistor será del 66 %, por tanto tendrá una resistencia térmica final de:

RthQ2 = 0,667 · 0,94 = 0,63 K/W (2.2.26)


∆T = 150 ºC – 50 Cº = 100 K

53


==WKRthTOT 26,4

10023,47 K/W

RthRAD = 23,47 K/W – (0,63 + 0,4) = 22,44 K/W


∆T = 150 ºC – 80 Cº = 70 K

==WKRthTOT 26,4

7016,43 K/W

RthRAD = 16,43 K/W – (0,63 + 0,4) = 15,40 K/W

2.2.6.3. Cálculo del disipador del diodo PBYR20100 Para el cálculo del disipador del diodo se a seguido el mismo criterio que para el cálculo de los anteriores componentes, calculando en primer lugar la potencia disipada estimada.

Cálculo de potencia disipada en el diodo Schottky:

Para el cálculo de la potencia disipada en el diodo necesitamos conocer la caída de tensión máxima que tendremos entre ánodo y cátodo, la corriente que pasará por él y su ciclo de trabajo:

PDIODO(on) = I · VF · (1-D) = 17,5 · 0,7 · (1-0,33) = 8,17 W Según el fabricante, la potencia disipada en el diodo durante su conmutación es:

PDIODO(sw) = 0,11 · PDIODO(on) = 0,11 · 8,17 = 0,89 W Entonces la potencia total disipada en el diodo:

P DIODO = 9,06 W

54


Según el fabricante, la resistencia térmica de este diodo es de 2 K/W multiplicado por el ciclo de trabajo correspondiente, que es el 66 %, por tanto finalmente:

RthD = 0,667 · 2 = 1,33 K/W (2.2.27)


∆T = 150 ºC – 50 Cº = 100 K

==WKRthTOT 06,9

10011,04 K/W

RthRAD = 11,04 K/W – (1,33 + 0,4) = 9,31 K/W


∆T = 150 ºC – 80 Cº = 70 K

==WKRthTOT 06,9

707,73 K/W

RthRAD = 7,73 K/W – (0,63 + 0,4) = 6 K/W

Como aclaración, en el modo de funcionamiento síncrono con la adición del diodo Schottky en antiparalelo, el MOSFET de lado bajo se encarga de disipar las pérdidas de conducción mientras que el diodo disipa las pérdidas producidas por la conmutación, ya que éste es más rápido que el primero, pero acto seguido la corriente tiende a circular por el camino donde ofrece menos resistencia, que es a través del MOSFET.

2.2.6.4. Resumen

Finalmente, se ha creído oportuno agrupar estos cuatro elementos en un disipador común que pueda disipar la suma de las potencias de cada uno de estos componentes. Sumando la potencia disipada por los tres componentes se obtiene la potencia total que es la que tiene que disipar el refrigerador:

PTOTAL = 5,86 W + 4,26 W + 9,06 W = 19,19 W

55


El disipador elegido es un disipador de alta potencia con aletas, con acabados en negro incluyendo los extremos comercializado por RS de 1,2 K/W de resistencia térmica, ideal para cualquiera de los dos casos calculados, condiciones normales o agresivas.

Para el transistor BDX33 del regulador 723, un disipador de 5 K/W de resistencia térmica será suficiente.

2.2.7. Elección de condensadores.

2.2.7.1. Condensador de entrada

Se ha construido un filtro de entrada capacitivo compuesto por 6 condensadores electrolíticos PANASONIC de 1200 µF 63 V, elegidos por su alta capacidad y porque soportan 2,95 A de rizado con una temperatura de trabajo de hasta 105 ºC. Se colocarán en paralelo, mas dos condensadores EVOX MMK de 22 µF 63 V de poliéster metalizado por su buen comportamiento en altas frecuencias. La suma de ellos hace un total de 7244 µF.

El diseño podría haber sido más sencillo y elegir un condensador de un valor elevado capaz de absorber aproximadamente 18 A de pico, pero lo que interesa es repartir ese pico entre varios condensadores, para evitar que uno solo se encargue de absorber todo el rizado de corriente, evitar que se caliente y se destruya con facilidad. En el apartado 3.6.4. de Medidas en el Laboratorio se muestran las gráficas de la corriente absorbida por cada tipo de condensador de los filtros de entrada y de salida.

2.2.7.2. Condensador de salida

Para el cálculo del condensador de salida se necesita estimar el rizado de corriente teórico pico a pico (unos 5 A) y, según las especificaciones de este proyecto, no permitiendo un rizado de tensión superior al 1% de la tensión de salida (14 V), resulta que el rizado de tensión debe ser 140 mV. ≤

56


Se ha usado la fórmula siguiente para el cálculo del condensador :

;10·140·810·20·5,2

·8·

3

6

−

−

=∆

∆>

vTiC sL (2.2.28)

C > 44,64 µF

Además se ha tenido en cuenta el criterio de que el condensador debe ser

capaz de soportar y absorber los 5 A pico a pico de rizado teóricos antes comentados, por eso se ha elegido dos electrolíticos JAMICON, uno de 2200 µF y el otro de 3300 µF, ambos de 25 V. El primero soporta un rizado de 2,5 A y el segundo 3 A, de esta manera evitamos que toda la corriente circule por un solo condensador.

Para mejorar el rizado a la salida y el ruido a alta frecuencia se ha adoptado

la idea de usar cinco condensadores SIEMENS cerámicos multicapa de 3,3 µF 50 V, haciendo un total de 5516,5 µF.

Lo mismo ocurre con el filtro de salida, interesa repartir el rizado de

corriente entre varios condensadores por el motivo comentado en el apartado anterior.

Figura 2.2.10 Forma de onda de la corriente que circula por el condensador.

Para realizar la comprobación de que no se supera el límite impuesto anteriormente del rizado < 1 % , se ha hecho uso de la fórmula siguiente, según Figura 2.2.10:

triánguloáreaC

v ·1=∆ (2.2.29)

===∆−

− 25,2·10·10·

10·1,55161

2··1 6

6As

Fhb

Cv 2,26 mV

57


mucho menor a los 140 mV del 1%, estos 2,26 mV corresponden a un 0,016% de rizado respecto a los 14 V de salida. Este valor resulta más que aceptable.

2.2.7.3. Condensador bootstrap

La técnica bootstrap [6] suministra la corriente instantánea necesaria para hacer conmutar los dispositivos de potencia, como transistores MOSFET. Para esta técnica son necesarios un diodo y un condensador como circuitería externa del driver de conmutación utilizado.

El diodo elegido ha sido, por su rapidez y bajo coste, un 1N4148 fast switcing diode.

Para la elección del condensador se ha seguido el siguiente criterio: Datos: QG = 200 nC, carga de puerta transferida durante la activación (STP75NE75). VBS1 = 12 V, tensión del condensador bootstrap justo después del refresco. VBS2 = 11 V, tensión del condensador bootstrap inmediatamente después de la subida de la activación. Esta diferencia de tensión viene dada por la caída del diodo en conducción (1 V).

nCAnsItQ FSMrrRR 2

21·4

2· ==≅ (2.2.30)

Entonces:

21 BSBS

RRGBS VV

QQC−+

= (2.2.31)

Sustituyendo valores resulta que:

CBS = 202 nF

58


2.2.7.4. Condensador softstart

La circuitería softstart es usada para prevenir el exceso de tensión en la salida durante el arranque. Esto permite subir la tensión de salida del amplificador lentamente y también que el duty cycle del PWM se vaya incrementando paulatinamente.

Para el diseño del condensador, se ha simulado un simple circuito de arranque (ver figura 2.2.11) probando diferentes valores de capacidad. Ha parecido oportuno elegir un condensador de 10 nF ya que hay un intervalo de tiempo de unos 60 µs hasta que se alcanza el régimen permanente, basándose en la gráfica obtenida (ver figura 2.2.12).

Figura 2.2.11. Circuito de simulación para el diseño del condensador soft-start

Figura 2.2.12. Gráfica resultado de la simulación del circuito de la figura 2.2.11.

59


2.2.8. Control

2.2.8.1. Lazo de Corriente Para realizar el control del prototipo se elegido realizar un control de corriente media [4]. Este tipo de control consiste en un doble lazo, realimentación de corriente y de tensión. Esto simplifica el diseño del mejorando las características de funcionamiento del convertidor, además de incluir mejoras en la dinámica del sistema. El objetivo es controlar la corriente media que circula por el inductor, sensando mediante transformador de corriente justo antes del MOSFET. El diseño del control de corriente se ha hecho siguiendo la idea del circuito mostrado en la fig. 2.2.13. Como diferencia significativa, el sensado de corriente se ha hecho entre Vin y el primer MOSFET, ya que la tensión en ese lugar es más estable que a la derecha del MOSFET debido a la presencia de los condensadores conectados en Vin..

Figura 2.2.13. Circuito de control de doble lazo.(1)

En primer lugar se calculará la ganancia necesaria de corriente del amplificador de error (CA):

S

SS

RS

CACA RVo

LfVvvG

···

ˆˆ

== (2.2.32)

para nuestro caso, la máxima ganancia CA a la frecuencia de conmutación es de:

60


02,0·1410·40·50000·5

ˆˆ 6−

==RS

CACA v

vG = 35 (31dB)

entonces el valor de la ganancia corresponde a la relación entre los dos resistores:

RF /RI = 35 También se puede afirmar que:

SS

INS

CA

RS

RVVR

vv

··

ˆˆ

= (2.2.33)

y que:

1·

····2

=S

SS

C

IN

S

S

RVoLfV

LfV

VR

π (2.2.34)

Veamos cual es la frecuencia de corte:

Df

VoVff SINS

C ·2·2·

ππ== (2.2.35)

Habiendo limitado la ganancia en ec.2.2.46, la frecuencia de corte nunca será

menor que una sexta parte de la frecuencia de conmutación.

Si el amplificador de error tuviera una característica de ganancia plana, el margen de fase en el corte sería de 90º-mucho más de lo necesario. Pero un cero RF CFZ situado en 10 kHz, por debajo de la frecuencia de corte, reduce el margen de fase a 63º. Esto provoca una mayor velocidad y mayor finura en el control. Se escoge RF = 35 kΩ implicando que RI sea igual a 1 kΩ. Y eligiendo la frecuencia del cero a 10 kHz, el margen de fase se reduce a 63º

π·2·10000·1

=FZF CR

(2.2.36)

CFZ = 454,7 pF

Se coloca un polo RFCFPCFZ / (CFP+CFZ) en la frecuencia de conmutación fS (50 kHz). Este polo tiene el propósito de eliminar los picos de ruido presentes en la forma de onda actual.

61


50000·2π=+

FZFPF

FZFP

CCR CC

(2.2.37)

CFP = 113,7 pF

Este par polo-cero (en 50 kHz y 10 kHz) reduce el margen de fase en la frecuencia de cruce aproximándose aceptablemente a 45º.

Para las resistencias se han elegido un potenciómetro de 47 kΩ para RF , y otro de 5 kΩ para RI . Los condensadores en valores comerciales son 470 pF y 100 pF. Entonces queda fijar el valor de los potenciómetros a su nuevo valor para mantener los parámetros del polo-cero:

2.2.8.2. Lazo de Tensión En este apartado [5] se explica el procedimiento seguido para el diseño del valor del resistor y del condensador para la realimentación del lazo de tensión. El diseño del control del lazo de tensión corresponde al circuito del interior de la elipse.

Figu

ra 2.2.14. Circuito de contro

62

l de doble l
az
o.(2)


En primer lugar se calcula la frecuencia del polo en sus parámetros y generalizados para un sistema buck en pequeña señal:

'·· Dnww s

c π= (2.2.38)

donde =(2π)·50000 rad/s swn es el factor que estabiliza la rampa de corriente en el inductor y es igual a:

max1max

DDn−

= (2.2.39)

donde se permite un ciclo de trabajo máximo de

424,03314max

min

===Vin

VoD (2.2.40)

sustituyendo en (2.2.39) resulta que

n = 0,736 finalmente la frecuencia del polo es igual a:

cw =(2π)32,40 kHz La siguiente ecuación pertenece a la función de transferencia control-salida:

cc v

vAˆˆ

= (2.2.41)

que a su vez puede ser escrita como:

+

+

=

cp

cmc

ws

ws

AA11

1 (2.2.42)

63


donde:

f

Lc

cm R

R

nDDLw

A

||

'1

−= (2.2.43)

sustituyendo valores:

cmA = 40,08 = 32,06 dB y

CR

nDDLw

w

Lc

p

−

=

||

'1

1 (2.2.44)

pw = (2π) 36 Hz A continuación se calculará la ganancia de lazo T, Margen de Fase φM , y factor de realimentación 1 + T

La ganancia de lazo T es simplemente el producto de la ganancia del amplificador de error A1 y la función de transferencia control-salida Ac de la planta de potencia:

cAAT ·1= (2.2.45)

Si A1 es una constante A1m , la ganancia de lazo es simplemente una escala de la función Ac con sus variaciones frecuenciales. Es lo mismo que decir que el valor de A1m determina no sólo la ganancia de lazo Tm a la mitad del ancho de banda como:

cmmm AAT ·1= (2.2.46)

sino que también la frecuencia de corte de la ganancia de lazo , la frecuencia donde la magnitud de T corta los 0 dB .

π2/vcvc vf =

pmvc wTw ·= (2.2.47)

64


El valor de A1m debe ser elegido tal que el cruce ocurra antes que el polo wc , porque de la otra manera el margen de fase sería demasiado pequeño. Obviamente, uno desea situar la frecuencia de cruce tan alta como sea posible para conseguir el mayor ancho de banda.

El valor de fvc se elige sobre un tercio de la frecuencia del polo fc =32400 Hz, es decir fvc =10800 Hz. El margen de fase resultante de la ganancia de lazo de tensión es 180º menos la suma de las contribuciones de retraso debido a los polos en fp y fc:

+−= −−

3240010800tan

3610800tanº180 11

Mφ (2.2.48)

º75.71=Mφ

Es un margen de fase aceptable, por tanto se puede aceptar la frecuencia de

corte fvc = 10800 Hz y usar ec.2.2.47 para encontrar la ganancia de lazo en la mitad del ancho de banda Tm = fvc / fp = 10800 / 36 = 300 49,54 dB. De ec.2.2.46 el valor requerido de la ganancia del amplificador de error es A1m = Tm / Acm = 300 / 40,08 = 7,48 17,48 dB.

El amplificador de error es actualmente un amplificador operacional con realimentación local para situar su ganancia A1 y por lo tanto la frecuencia de corte del lazo de tensión. Como necesitamos tan sólo 17,48 dB, la mayoría de amplificadores servirán para este propósito. Sin embargo, la pérdida de ganancia puede ser recuperada, para frecuencias suficientemente debajo de la frecuencia de corte del lazo del regulador, poniendo un cero w1 en la función de la ganancia del amplificador de error:

+=

swAA m

111 1 . (2.2.49)

Según el circuito escogido para el control se puede afirmar que:

bam RRA /1 = (2.2.50)

aa RCw 11= (2.2.51)

El cero se puede elegir, en este caso se ha elegido w1 / 2π = f1 = 11 Hz, ya que con este valor, el cero introduce un atraso de fase despreciable.

65


Según la relación de ganancia del amplificador de error:

7,48=Ra/Rb; Si Rb = 95,3 kΩ, sustituyendo en ec.2.2.50 se obtiene un valor de:

b1ma RAR ·= = 7,48 · 95,3 kΩ = 712,844 kΩ

y para el condensador sustituyendo en ec.2.2.51:

≅==kRw

Ca

a 844.712·11·21

·1

1 π 20 nF

Para los valores de las resistencias se han elegido dos potenciómetros para su

posterior ajuste de 100 kΩ y 1000 kΩ respectivamente. Para el condensador, el valor comercial es de 22 nF.



66

3 MEDIDAS EN EL LABORATORIO

67

Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio

ÍNDICE MEDIDAS EN EL LABORATORIO 3. MEDIDAS EN EL LABORATORIO.........................................69 3.1. VISTA GENERAL............................................................................................. 69 3.2. TABLAS RENDIMIENTOS (1) ....................................................................... 71

3.2.1. Funcionamiento MOSFET-MOSFET....................................................... 71 3.2.2. Funcionamiento MOSFET-SCHOTTKY ................................................. 72

3.3. TABLAS RENDIMIENTOS (2) ....................................................................... 73 3.3.1. Funcionamiento MOSFET-MOSFET....................................................... 73 3.3.2. Funcionamiento MOSFET-SCHOTTKY ................................................. 74 3.3.3. Funcionamiento MOSFET-MOSFET-SCHOTTKY ................................ 75

3.4. RIZADOS........................................................................................................... 77 3.4.1. Rizados en Vo........................................................................................... 77 3.4.2. Rizado en la corriente de entrada.............................................................. 78 3.4.3. Rizado en la corriente de la bobina........................................................... 80 3.4.4. Rizados en la alimentación de los integrados ........................................... 81

3.5. ESTUDIO DEL ARRANQUE DEL CONVERTIDOR..................................... 83 3.5.1. Vista general ............................................................................................. 83 3.5.2. Modo MOSFET-SCHOTTKY.................................................................. 85 3.5.3. Modo MOSFET-MOSFET ....................................................................... 87 3.5.4. Modo MOSFET-MOSFET-SCHOTTKY................................................. 89

3.6. OTRAS SEÑALES DE INTERÉS..................................................................... 91 3.6.1. Señal de salida del regulador PWM.......................................................... 91 3.6.2. Conmutación............................................................................................. 93 3.6.3. Onda de corriente en el MOSFET............................................................. 96 3.6.4. Corriente absorbida por los condensadores de entrada y de salida ........... 98

3.6.4.1. Corriente absorbida por los condensadores electrolíticos de entrada ...... 98 3.6.4.2. Corriente absorbida por los condensadores de poliéster metalizado de entrada..................................................................................................................... 99 3.6.4.3. Corriente absorbida por los condensadores electrolíticos de salida ...... 100 3.6.4.4. Corriente absorbida por los condensadores cerámicos de salida........... 101

68


3. Medidas en el Laboratorio

3.1. VISTA GENERAL Para el estudio del funcionamiento del convertidor se ha pensado hacer una valoración de rendimientos, rizados y arranques con las dos posibilidades de conmutación, MOSFET-MOSFET Vs MOSFET-SCHOTTKY con el objetivo de evaluar en cuál de las dos combinaciones se obtienen mejores resultados. Además, se evaluará el comportamiento del convertidor en un tercer caso, que es el funcionamiento mediante los tres dispositivos, es decir, MOSFET-MOSFET-SCHOTTKY. Teóricamente este caso es el mejor en cuanto a rendimiento, ya que el diodo SCHOTTKY es más rápido en conmutación que el MOSFET, por tanto el MOSFET de lado bajo es el que se encarga de disipar las pérdidas de conducción mientras que el diodo disipa las pérdidas producidas por la conmutación, ya que éste es más rápido que el primero, pero acto seguido la corriente tiende a circular por el camino donde ofrece menos resistencia, que es a través del MOSFET. La explicación a estos comentarios es la siguiente, pongamos que tenemos una RDS en conducción del MOSFET máxima de unos 20 mΩ y una corriente de 15 A. La potencia disipada en el MOSFET sería de:

2·IRP = (3.1.1) == 215·02,0P 4,5 W

En las mismas condiciones, pero esta vez con el diodo SCHOTTKY, teniendo

éste una caída de tensión en conducción de 0,7 V:

IVP ·= (3.1.2) == 15·7,0P 10,5 W

La diferencia pues, es notable.

Para poder realizar estos cambios de funcionamiento del convertidor se ha previsto de pistas las cuales inicialmente están separadas, pero basta haciendo una pequeña soldadura añadiendo estaño para hacer funcionar el MOSFET de baja y/o el SCHOTTKY. Las medidas se han hecho en lazo abierto utilizando el diseño para este caso que se puede observar en plano del esquemático nº6, Regulador PWM. Para ello, el ajuste del ciclo de trabajo se hará manualmente mediante el potenciómetro R57, que actúa variando

69


la tensión que se compara con la rampa generada por el regulador PWM (UC3526), con el fin de ajustar la tensión de salida del convertidor a 14 V (tensión nominal de salida). Se ha creído oportuno hacer los ensayos del convertidor mediante cargas resistivas al 50 y 100 % de la carga total, esto es, utilizando dos resistencias de alta potencia de 2,2 Ω (200 W). Para el caso de 50 %, se ha utilizado tan sólo una de ellas, y para el caso de 100 % de la carga, las dos resistencias en paralelo, consiguiendo 1,1 Ω. Para hacer el estudio y los ensayos del prototipo en al laboratorio, se ha hecho uso de una fuente de alimentación de continua capaz de suministrar 35 A, un osciloscopio digital de 4 canales con capturador de imágenes. El sensado de corriente se ha llevado a cabo mediante una sonda de corriente situada alrededor del cable de la tensión de entrada del convertidor, conectada directamente al osciloscopio.

Los ensayos se han hecho variando la tensión de la fuente de entrada al convertidor de 33 a 58 V en intervalos de 2 voltios, y mediante el potenciómetro anteriormente comentado, se ha ajustado la salida a tensión nominal (14 V).

Multiplicando la tensión indicada por el display de la fuente, por la corriente de entrada indicada en el osciloscopio (sonda de corriente), se obtiene el valor de la potencia en la entrada del convertidor bastante preciso.

La potencia a la salida del convertidor tendrá dos valores diferentes, uno trabajando al 50 % de la carga, y otro al 100 % de la carga, como se ha comentado anteriormente.

Estos valores son:

===2,2

1422

%)50( RVPout 89,09 W (3.1.3)

===1,1

1422

%)100( RVPout 178,18 W (3.1.4)

Así que se deberá hacer uso de cada uno de estos dos valores para el cálculo del rendimiento dependiendo de la carga que se esté usando. La fórmula para calcular el rendimiento es la comentada en la Memoria Descriptiva del presente proyecto:

in

out

PP

=η (1.1.1)

70


3.2. TABLAS RENDIMIENTOS (1)

3.2.1. Funcionamiento MOSFET-MOSFET Haciendo funcionar el convertidor en modo síncrono, es decir, mediante los dos MOSFETs, no conectando el diodo Schottky, se ha hecho un estudio de rendimientos en todo su margen de tensión de entrada, consiguiendo a la salida 14 V.

Figura 3.2.1: Configuración síncrona.

Se ha obtenido la siguiente tabla de rendimientos:

50 % de la carga (2,2 Ω; 89,09 W) 100 % de la carga (1,1 Ω; 178,18 W) Vin (V) Iin (A) Pin (W) η (%) Iin (A) Pin (W) η (%)

33 3,03 99,99 89,10 6,16 202,29 88,08 35 2,88 100,80 88,38 5,80 203,00 87,77 37 2,75 101,75 87,56 5,52 204,24 87,17 39 2,68 104,52 85,24 5,35 208,65 85,40 41 2,50 102,50 86,92 4,98 204,18 87,27 43 2,41 103,63 85,97 4,75 204,25 87,24 45 2,32 104,40 85,34 4,55 204,75 87,02 47 2,22 104,34 85,38 4,37 205,39 86,75 49 2,14 104,86 84,96 4,24 207,76 85,76 51 2,07 105,57 84,39 4,04 206,04 86,48 53 2,00 106,00 84,05 3,88 205,64 86,65 55 1,96 107,80 82,64 3,78 207,90 85,70 58 1,86 107,88 82,58 3,62 209,96 84,86

Tabla 3.1. Rendimientos obtenidos MOSFET-MOSFET al 50 y 100 % de carga

71


3.2.2. Funcionamiento MOSFET-SCHOTTKY En este caso se ha hecho funcionar el convertidor en modo tradicional, es decir, mediante el transistor (MOSFET en este caso) en el lado alto, y el diodo (Schottky) en el lado bajo. Se ha hecho el mismo estudio de rendimientos que el caso anterior, en todo su margen de tensión de entrada, consiguiendo a la salida 14 V.

Figura 3.2.2: Configuración tradicional.

Se ha obtenido la siguiente tabla de rendimientos:


33 3,25 107,25 83,06 6,67 220,11 80,95 35 3,09 108,15 82,45 6,37 222,95 79,92 37 2,94 108,78 81,89 6,03 223,11 79,86 39 2,79 108,81 81,87 5,72 223,08 79,87 41 2,67 109,47 81,38 5,47 224,27 79,45 43 2,59 111,37 79,99 5,24 225,32 79,08 45 2,45 110,25 80,81 5,07 228,15 78,10 47 2,39 112,33 79,31 4,87 228,89 77,85 49 2,32 113,68 78,37 4,72 231,28 77,04 51 2,23 113,73 78,33 4,55 232,05 76,79 53 2,15 113,95 78,18 4,39 232,67 76,58 55 2,07 113,85 78,25 4,23 232,65 76,59 58 2,00 116,00 76,80 4,02 233,16 76,42

Tabla 3.2. Rendimientos obtenidos MOSFET-SCHOTTKY al 50 y 100 % de carga

Se observa que hay un 6 % de diferencia de rendimiento respecto a la configuración síncrona de la tabla 3.1. al 50 % de la carga y hasta un 8 % en el caso de trabajar al 100 % de la carga, debido a las pérdidas en el diodo.

72


3.3. TABLAS RENDIMIENTOS (2)

Durante el trabajo en el laboratorio y, mediante ensayos realizados, se ha mejorado notablemente el funcionamiento del convertidor en cuanto al arranque, la dinámica y los rizados.

Los cambios que se han hecho para conseguir esto han sido:

la adición de condensadores de 1 µF de poliéster en las alimentaciones de los

integrados utilizados (UC3526, CI723, CMOS4001B y IR2110).

disminución del valor de las resistencias de puerta de los MOSFETs a 8 Ω.

Estas mejoras han influido también en el rendimiento del sistema tal y como se observa a continuación. Las siguientes tablas han sido construidas exactamente de la misma forma que las dos anteriores, obteniendo los siguientes cambios:

3.3.1. Funcionamiento MOSFET-MOSFET Volviendo a hacer las medidas con los cambios y ajustes comentados se ha obtenido la siguiente tabla de rendimientos funcionando en configuración MOSFET- MOSFET: 50 % de la carga (2,2 Ω; 89,09 W) 100 % de la carga (1,1 Ω; 178,18 W) Vin (V) Iin (A) Pin (W) η (%) Iin (A) Pin (W) η (%)

33 3,01 99,33 89,69 6,32 208,56 85,43 35 2,85 99,75 89,31 5,96 208,60 85,42 37 2,70 99,90 89,18 5,63 208,31 85,54 39 2,56 99,84 89,23 5,36 209,04 85,24 41 2,43 99,63 89,42 5,07 207,87 85,72 43 2,33 100,19 88,92 4,89 210,27 84,74 45 2,24 100,80 88,38 4,68 210,60 84,61 47 2,16 101,52 87,76 4,48 210,56 84,62 49 2,09 102,41 86,99 4,32 211,68 84,18 51 2,00 102,00 87,34 4,16 212,16 83,98 53 1,93 102,29 87,10 4,02 213,06 83,63 55 1,88 103,40 86,16 3,87 212,85 83,71 58 1,79 103,82 85,81 3,70 214,60 83,03

Tabla 3.3. Rendimientos obtenidos MOSFET-MOSFET al 50 y 100 % de carga

73


3.3.2. Funcionamiento MOSFET-SCHOTTKY Seguidamente, se han hecho las medidas para la configuración MOSFET-SCHOTTKY, obteniéndose los siguientes resultados:


33 3,05 100,65 88,52 6,39 210,87 84,50 35 2,88 100,80 88,38 6,06 212,10 84,01 37 2,72 100,64 88,52 5,70 211,64 84,19 39 2,59 101,01 88,20 5,41 210,99 84,45 41 2,46 100,86 88,33 5,13 210,33 84,72 43 2,37 101,91 87,42 4,97 213,71 83,38 45 2,29 103,05 86,45 4,72 212,40 83,89 47 2,18 102,46 86,95 4,56 214,32 83,14 49 2,10 102,90 86,58 4,39 215,11 82,83 51 2,02 103,02 86,48 4,25 216,75 82,21 53 1,94 102,82 86,65 4,07 215,71 82,60 55 1,89 103,95 85,71 3,92 215,60 82,64 58 1,81 104,98 84,86 3,74 216,92 82,14

Tabla 3.4. Rendimientos obtenidos MOSFET-SCHOTTKY al 50 y 100 % de carga

Después de haber introducido estas mejoras la diferencia de estos resultados con los de la tabla 3.3. ha disminuido hasta un 2 % de diferencia en rendimientos.

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3.3.3. Funcionamiento MOSFET-MOSFET-SCHOTTKY Como último caso para el estudio del convertidor se ha configurado síncronamente con la adición del diodo Schottky en paralelo con el MOSFET bajo, tal y como se muestra en la fig.3.3.1. Esta configuración está siendo utilizada en la actualidad por fabricantes de PCs portátiles, PDAs, teléfonos móviles y aplicaciones de Internet. Son convertidores síncronos de baja tensión capaces de suministrar hasta 200 W de potencia a unos 5 V en la salida. Este caso presenta mejoras respecto a las dos configuraciones anteriores en cuanto a rendimiento. Esto es debido a que el Schottky es más rápido que el MOSFET en la conmutación y por lo tanto actúa antes, pero a continuación éste último entra en conducción reduciendo considerablemente la caída de tensión originada por el diodo. De esta manera, se reducen las pérdidas de conducción, se incrementa la velocidad de conmutación y por consiguiente, el rendimiento del sistema, como se observa en la tabla 3.5.

Figura 3.3.1: Configuración s

7

íncrona con diodo en paralelo.

5



33 2,98 98,34 90,59 6,28 207,24 85,98 35 2,84 99,40 89,63 5,90 206,50 86,29 37 2,68 99,16 89,85 5,61 207,57 85,84 39 2,54 99,06 89,94 5,32 207,48 85,88 41 2,42 99,22 89,79 5,02 205,82 86,57 43 2,34 100,62 88,54 4,84 208,12 85,61 45 2,23 100,35 88,78 4,63 208,35 85,52 47 2,15 101,05 88,17 4,44 208,68 85,39 49 2,07 101,43 87,83 4,25 208,25 85,56 51 1,98 100,98 88,23 4,12 210,12 84,80 53 1,92 101,76 87,55 3,99 211,47 84,26 55 1,87 102,85 86,62 3,85 211,75 84,15 58 1,78 103,24 86,29 3,66 212,28 83,94

Tabla 3.5. Rendimientos obtenidos MOSFET-MOSFET-SCHOTTKY al 50 y 100 % de

carga Como puede observarse, en este caso se llega hasta un valor mayor de 90 % en rendimiento para 33 V en la entrada al 50 % de carga, y a un 86,57 % para 41 V en la entrada, al 100 % de carga.

76


3.4. RIZADOS

A continuación, y mediante la ayuda de un osciloscopio digital capaz de capturar las imágenes de las señales mostradas, se ha hecho un estudio de los rizados en las distintas señales de interés. Éstas son la tensión de salida, corriente de entrada, y la tensión de alimentación de los integrados que son necesarios para el funcionamiento del convertidor, que proviene de la salida del regulador de tensión CI723. El rizado de la tensión de entrada no se ha considerado como objetivo de estudio ya que éste depende de la corriente de entrada, de los cables y del filtro de entrada.

3.4.1. Rizados en Vo

Para hacer el estudio de los rizados en la tensión de salida se ha hecho una tabla comparativa de los tres modos de funcionamiento en todo el margen de tensión de entrada al 50 y al 100 % de la carga. Con la opción measure del osciloscopio se ha mostrado por pantalla el valor entero de la tensión de salida pico-pico.

Los resultados han sido los siguientes:

RIZADOS EN Vo PICO A PICO (V) MOSFET-MOSFET MOSFET-


SCHOTTKY Vin (V) 50 % 100 % 50 % 100 % 50 % 100 %

33 0,6 1,2 0,6 2,2 1,2 2,9 35 0,6 1,0 0,6 2,0 1,3 2,6 37 0,6 1,6 0,6 2,0 1,2 3,0 39 0,8 1,2 0,6 1,8 1,2 3,0 41 0,8 1,2 0,6 1,4 1,8 3,6 43 0,8 1,2 0,8 1,8 1,8 4,0 45 0,6 1,4 0,8 2,0 2,2 4,2 47 0,8 1,4 0,8 2,6 2,3 4,2 49 0,8 1,4 0,8 2,6 2,4 4,6 51 0,8 1,4 0,8 2,8 2,6 6,1 53 0,8 1,4 0,8 2,8 3,2 6,0 55 0,8 1,4 0,8 3,2 3,4 5,8 58 0,8 1,4 0,8 3,6 3,6 6,8

Tabla 3.6. Valores obtenidos del rizado en la tensión de salida del convertidor en los tres

modos de funcionamiento al 50 y 100 % de la carga con Vo = 14 V.

77


Se observa que el modo de funcionamiento más aceptable en cuanto a rizados en la salida, es el modo síncrono, es decir funcionando con los dos MOSFETs.

Trabajando al 50 % de la carga los valores de los rizados son muy similares en los modos síncrono y tradicional, pero en cuanto se hace funcionar al 100 % de la carga, en el modo tradicional se observa un incremento notable en el rizado de tensión.

Cabe destacar que haciendo trabajar al convertidor en modo síncrono con la adición del diodo en antiparalelo, aunque tenga un mayor rendimiento (comentado anteriormente), introduce más ruido en la conmutación y esto conlleva a un mayor rizado en la salida. Como se observa en la tabla, al trabajar al 100 % de la carga se alcanzan unos valores bastante altos de rizado en esta configuración.

Si el prototipo final de este proyecto llegase a funcionar solamente en esta tercera configuración deberían hacerse ensayos añadiendo condensadores cerámicos multicapa a la salida para reducir ese rizado a alta frecuencia, o bien ajustando el dead-time. Como nota aclaratoria, los valores presentes en la tabla 3.6 son valores de tensión de salida pico-a-pico, esos picos de tensión son los restos del ruido producido por la propia conmutación filtrados por el filtro de salida. Teóricamente no se habían previsto y por tanto superan los 140 mV exigido por las especificaciones de este proyecto. Este efecto puede ser debido a :

- no se han reajustado los tiempos muertos del solapamiento entre MOSFETs

para cada una de las tres configuración y para cada punto de trabajo en concreto (ya que el tiempo muerto se ha ajustado siguiendo el compromiso entre mayor rendimiento y fiabilidad del sistema),

- o bien, debido al reajuste de las resistencias de puerta de los MOSFETs.

3.4.2. Rizado en la corriente de entrada

Debido a la propia conmutación, el convertidor origina ruido en todo su entorno, tanto en la tensión, corriente de entrada, tensión de salida e internamente. En el presente prototipo se ha sobredimensionado el filtro en la entrada con el objetivo de atenuar estos rizados. Éste se ha hecho mediante condensadores electrolíticos y cerámicos como se ha descrito en la Memoria de Cálculo del presente proyecto. Difícilmente es conseguir eliminar de manera total el ruido en la entrada.

A continuación, mediante la utilización de una sonda de corriente, se muestra en la fig. 3.4.1 el rizado ocasionado en la corriente de entrada cuando Vin es igual a 42 voltios al 50 % de la carga.

78


Descartando la configuración tradicional, que como ya se ha visto en el apartado anterior aportaba mucho ruido en la salida (también lo hacía en la entrada), las gráficas mostradas a continuación pertenecen a la configuración síncrona, es decir, trabajando con los dos MOSFETs.

Figura 3.4.1: Vin = 42 V;Vo = 14 V al 50 % de la carga Canal 4: Onda de corriente de entrada

Se observa en la gráfica que se genera una componente alterna sinusoidal de 90

mV pico-a-pico y a 50 kHz, que es la frecuencia de conmutación. Los condensadores del filtro de entrada se han encargado de absorber prácticamente todo el ruido ocasionado en la corriente de entrada, dejando esta pequeña componente en alterna. En el apartado 3.6.4. del presente documento se muestran las figuras correspondientes a las ondas de la corriente absorbida por cada tipo de condensador.

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3.4.3. Rizado en la corriente de la bobina

Para poder hacer una extrapolación con la teoría de funcionamiento de un convertidor, ha sido conveniente hacer una captura de imagen de la corriente que circula por la bobina (ver fig.3.4.2). Se ha configurado el convertidor para su funcionamiento en modo típico, es decir, MOSFET-Schottky.

Figura 3.4.2: Vin = 42 V;Vo = 14 V al 50 % de la carga

Canal 4: Onda de corriente en la bobina Haciendo trabajar al convertidor en estas condiciones, comprobamos que el valor medio de la corriente de salida es de 6,1 A con un valor de componente alterna triangular de 3,72 A pico-a-pico. Se observa que, salvo un pequeño rizado debido a la conmutación en la parte baja de la componente alterna, esta onda coincide de manera exacta con la teoría de los convertidores. La parte ascendente de la onda corresponde a la corriente que circula por el MOSFET de lado alto, y la parte descendente es la que circula por el Schottky, en este caso.

80


3.4.4. Rizados en la alimentación de los integrados

Se ha creído oportuno introducir y comentar en esta memoria de modo anecdótico las gráficas correspondientes a la tensión de salida del regulador de tensión CI723 (alimentación interna del convertidor para los circuitos integrados).

Alimentación interna del sistema a Vin igual a 42 V al 50 % de carga:

Figura 3.4.7: Vin = 42 V;Vo = 14 V al 50 % de la carga Canal 1: Alimentación interna (salida del CI723)

Canal 2: Iin medida en sonda de corriente calibrada en voltios (la lectura sería 2,659 A)

81


Alimentación interna del sistema a Vin igual a 42 V al 100 % de carga:

Figura 3.4.8: Vin = 42 V;Vo = 14 V al 100 % de la carga Canal 1: Alimentación interna (salida del CI723)

Canal 2: Iin medida en sonda de corriente calibrada en voltios (la lectura sería 5,266 A) Se observa una pequeña diferencia de unos 0,4 V de tensión entre los casos dependiendo de la carga, ya que la corriente de entrada aumenta en un 50 %. Este incremento de corriente influye en ambos reguladores, causa de ese ligero aumento de tensión. También se puede destacar que a la frecuencia de conmutación existe un leve pico de tensión que aumenta en cuanto se trabaja al 100 % de la carga.

82


3.5. ESTUDIO DEL ARRANQUE DEL CONVERTIDOR

3.5.1. Vista general

Otro aspecto importante a tener en cuenta es el arranque del sistema. El objetivo es suavizarlo para conseguir una estabilidad en todo su margen dinámico.

En las primeras fases del estudio del convertidor se capturaron gráficas en las

que se observaban que el convertidor no arrancaba de una manera suave, con picos de corriente y discontinuidad en la conmutación de los MOSFETs.

Este es el caso para el funcionamiento en modo MOSFET-SCHOTTKY, y se ha

configurado el ciclo de trabajo tal que a la salida del convertidor se obtengan 14 V.

Figura 3.5.1: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo tradicional (5 ms/div) Canal 1: VGS del MOSFET

Canal 2: Tensión de salida Vo Canal 4: Corriente de entrada

83


Esta captura con gran escala de tiempo muestra que el sistema tarda unos 9 ms desde el arranque hasta que llega a estabilizarse. La siguiente gráfica es igual a la anterior modificando la escala de tiempos para poder observar los primeros momentos detallados del funcionamiento del convertidor.

Figura 3.5.2: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo tradicional (200 µs/div)

Canal 1: VGS del MOSFET Canal 2: Tensión de salida Vo Canal 4: Corriente de entrada

Se observa un pico importante de corriente en la entrada de unos 40 A (canal 4), lo que provoca que la conmutación se interrumpa durante el periodo de unos 200 µs.

84


3.5.2. Modo MOSFET-SCHOTTKY

Después de hacer las pequeñas modificaciones en la planta durante el transcurso de las medidas en el laboratorio comentadas en el apartado 3 del presente documento, se han vuelto a medir el arranque. Este ha resultado notablemente más suave y estable, así como más lento en alcanzar la tensión nominal a su salida.

Figura 3.5.3: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo tradicional (10 ms/div)


Se observa que el pico de corriente se ha conseguido disminuir a un 30 % de su valor inicial, tan solo añadiendo los condensadores de 1 µF anteriormente comentados. La explicación consiste en que el driver IR2110 disponía de insuficiente corriente para poder disparar el MOSFET adecuadamente, provocando esa discontinuidad en la conmutación vista en la fig. 3.5.2. Cabe decir que el sistema es mas lento (unos 130 ms hasta alcanzar los 14 V a la salida) en comparación con el arranque inicial comentado en la Vista General de este apartado, ya que al disponer de condensadores de valor bastante más elevado de los originales, la constante de tiempo del sistema también aumenta.

85


En la siguiente figura se observa el arranque en sus primeros instantes, notando que la conmutación es contínua y constante en todo momento, además de haber mejorado el pico de corriente en la entrada.

Figura 3.5.4: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo tradicional (200 µs/div) Canal 1: VGS del MOSFET


86


3.5.3. Modo MOSFET-MOSFET

Cambiando el modo de funcionamiento a modo síncrono, se han hecho las pertinentes capturas de imágenes para poder contrastarlas con los demás modos.

Figura 3.5.5: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo síncrono (50 ms/div) Canal 1: VGS del MOSFET


El sistema tarda unos 250 ms en estabilizar su tensión de salida a 14 V. Es mas lento, existiendo una diferencia de 100 ms entre el modo anterior. También se reduce el sobre-pico de corriente a unos 11 A.

87


En la siguiente gráfica se observa como en los primeros instantes del arranque, éste es suave en corriente y tensión, y la conmutación es continua.

Figura 3.5.6: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo síncrono (250 µs/div) Canal 1: VGS del MOSFET


88


3.5.4. Modo MOSFET-MOSFET-SCHOTTKY

Como último caso de estudio de arranque, se ha configurado el prototipo en modo síncrono con la adición del diodo SCHOTTKY en paralelo con en MOSFET de lado bajo.

Figura 3.5.7: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo síncrono (50 ms/div) Canal 3: VGS del MOSFET


Principalmente, lo que llama más la atención en este modo es el aumento del rizado en el sistema, comprobado en las tres señales mostradas en la captura. El canal 2 sigue correspondiendo a la tensión Vo del convertidor, el canal 4 es la corriente de entrada, y el canal 3 es la tensión de puerta del MOSFET (VG)de lado alto. En cuanto a rapidez, puede verse que es tan lento como el modo síncrono sin diodo en antiparalelo. Y el sobre-pico de corriente se ha disminuido a 8 A, es decir, el

89


sistema configurado en este modo no necesita tanta corriente en su entrada para empezar a funcionar. Haciendo una captura a 5 ms/div se observan, a mayor escala, los primeros momentos del arranque del sistema.

Figura 3.5.8: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo síncrono con diodo Schottky en paralelo (5 ms/div)


90


3.6. OTRAS SEÑALES DE INTERÉS

Para estudiar el funcionamiento del convertidor, se ha creído importante mencionar también otras señales, tales como la salida del regulador PWM y las señales de conmutación.

3.6.1. Señal de salida del regulador PWM

Inicialmente, antes de las mejoras del circuito, se obtuvieron gráficas que se muestran para poder compararlas con las actuales. Este es el caso de la señal de tensión de salida del regulador PWM, la cual va conectada directamente al circuito generador de tiempo-muerto.

Figura 3.6.1: Canal 3: Señal de tensión de salida del regulador PWM. Canal 1: Tensión de salida Vo

Canal 2: Corriente de entrada calibrado en tensión (lectura: 2,29 A) El ruido introducido en la señal, se compone de dos picos de tensión tanto en la parte alta como en la baja, de unos 8 y 3 V respectivamente. Este ruido está generado por la propia conmutación y se observa que no esta presente en los flancos de subida ni de bajada, sino que desplazados por un pequeño tiempo, resultado del tiempo-muerto que

91


existe entre la señal original del regulador PWM y la señal de disparo de los MOSFETs generada por el driver IR2110. Mejorando en la medida de lo posible el ruido mediante la adición de condensadores de valores superiores, en la configuración actual se ha obtenido los siguientes resultados:

Figura 3.6.2: Canal 1:Señal de tensión de salida del regulador PWM.

Canal 2: No es de interés en este apartado Canal 4: Corriente de entrada

Observándose una mejora notable en los picos en la parte alta y baja de la señal, obteniendo los valores de 3 y 2 V pico-pico respectivamente.

92


3.6.2. Conmutación

A continuación se muestra el detalle de las señales que intervienen en la conmutación de los MOSFETs.

LO HO

Figura 3.6.3: Detalle conmutación de los MOSFETs.(1)

Canal1: Señal de disparo del MOFET de lado bajo (LO del IR2110). Canal2: Señal de disparo del MOFET de lado alto (HO del IR2110).

Los MOSFETs se activan cuando estas señales están a nivel alto. Se observa que existe un conflicto entre las dos señales, ya que cuando LO (canal 1) se está desactivando, y HO (canal 2) se activa, mientras se está cargando el condensador de puerta del MOSFET de lado alto (primera pendiente del canal 2), LO vuelve a subir incluso a más nivel que su propio valor de nivel alto. Lo que suele provocar este efecto es cortocircuitar los dos MOSFETs siendo peligroso para su de vida, aunque se haya configurado en tiempo–muerto a 700 ns, tal y como se puede observar en la gráfica (tiempo entre los dos niveles en alto).

93


Veamos ahora la otra parte de la conmutación:

LO HO


Canal1: Señal de disparo del MOFET de lado bajo (LO del IR2110). Canal2: Señal de disparo del MOFET de lado alto (HO del IR2110).

La conmutación es aquí menos conflictiva. No hay peligro de cortocircuito entre los dos MOSFETs, aunque se observa que la señal LO desciende a tensiones negativas (-5 V), al mismo tiempo que desciende la señal HO pudiendo provocar el deterioro del MOSFET.

94


Seguidamente se muestra la gráfica correspondiente al detalle de la conmutación después de haber realizado los comentados cambios al prototipo:

HO LO


Canal1: Señal de disparo del MOFET de lado alto (HO del IR2110). Canal2: Señal de disparo del MOFET de lado bajo (LO del IR2110).

Donde se observa que la conmutación ha mejorado en gran medida. Tanto el pico negativo de tensión como el aumento de LO en cuanto se activa HO se han reducido más de un 50 % dando un margen más amplio de seguridad en la conmutación, menos ruido en el sistema y, por consiguiente, una mayor protección para los MOSFETs.

95


3.6.3. Onda de corriente en el MOSFET

A modo de comprobación, se ha medido la corriente que circula por el MOSFET en la fig. 3.6.6 mediante una sonda de corriente. Se observa que coincide con la parte ascendente (primer periodo) del valor de la corriente en la bobina en la fig. 3.4.2.

Figura 3.6.6: Corriente que circula a través del MOSFET de alta. Se ha hecho también la captura de imagen correspondiente al sensado de corriente en el MOSFET mediante el circuito diseñado, ver fig. 3.6.7.

96


Figura 3.6.7: Canal 2: Sensado de corriente en el MOSFET mediante transformador. Canal 4: Valor medio de la corriente de entrada.

Cabe decir que la medida del sensado, se ha hecho después del filtro, por eso los cantos de la onda están más atenuados que los de la onda original de la fig.3.6.6.

97


3.6.4. Corriente absorbida por los condensadores de entrada y de salida

Como estudio del prototipo se ha considerado de interés el hecho de capturar las gráficas correspondientes a la corriente absorbida por cada tipo de condensador de los filtros de entrada y de salida. Las capturas de imágenes de las corrientes se han hecho mediante una sonda de corriente conectada a un osciloscopio digital. Las medidas en este apartado se han hecho en configuración MOSFET-DIODO en condiciones nominales, 42 V en la entrada y 14 V a la salida.

3.6.4.1. Corriente absorbida por los condensadores electrolíticos de entrada En la fig. 3.6.8. se muestra la onda de corriente absorbida por uno de los condensadores electrolíticos PANASONIC de 1200 µF del filtro de entrada del convertidor.

Figura 3.6.8: Corriente absorbida por un condensador electrolítico de 1200 µF del filtro de entrada.

98


Se observa que este tipo de condensador absorbe una componente alterna aproximada a una triangular a la frecuencia de conmutación de unos 800 mA pico-a-pico.

3.6.4.2. Corriente absorbida por los condensadores de poliéster metalizado de entrada

A continuación se muestra la onda de corriente absorbida por uno de los condensadores de poliéster metalizado EVOX MMK de 22 µF del filtro de entrada del convertidor.

Figura 3.6.9: Corriente absorbida por un condensador de poliéster metalizado de 22 µF del filtro de entrada.

Se puede afirmar que los condensadores de poliéster metalizado absorben corriente que contiene más armónicos que la absorbida por los electrolíticos. Además se comprueba que la corriente se reparte entre todos los condensadores, tal y como se había previsto en el apartado 2.2.7.1 de la Memoria de Cálculo. Si por fabricación los condensadores son exactamente iguales, se puede afirmar que cada tipo de condensador absorbe el mismo valor de corriente.

99


3.6.4.3. Corriente absorbida por los condensadores electrolíticos de salida

Seguidamente, en la fig.3.6.10 se muestra la captura de imagen de la onda de corriente absorbida por el condensadores electrolítico JAMICON de 3300 µF del filtro de salida del convertidor.

Figura 3.6.10: Corriente absorbida por el condensador electrolítico de 3300 µF del filtro

de salida. Se observa que uno de los condensadores electrolíticos del filtro de salida absorbe una forma de onda de corriente aproximada a una senoide de 1 A pico-a-pico.

100


3.6.4.4. Corriente absorbida por los condensadores cerámicos de salida

Finalmente, en la fig. 3.6.11 se muestra la onda de corriente absorbida por uno de los condensadores cerámicos multicapa SIEMENS de 3,3 µF del filtro de salida del convertidor.

Figu

uno conmkHz.

ra 3.6.11: Corriente absorbida por un condensador cerámico multicapa de 3,3 µF del filtro de salida.

Se puede afirmar según la gráfica, que el rizado de corriente absorbida por cada de los 5 condensadores cerámicos multicapa son pulsos a la frecuencia de utación (50 kHz) que a su vez contienen rizados a frecuencias superiores, unos 300

101




102

4 PLANOS

103

5

5

4

4

3

3

2

2

1

1

D D

C C

B B

A A

AGOSTO 2002

NTH 12

BUCK

001 0

PLANTAA4

1 7

Title

Size Document Number Rev

Date: Sheet of

VCCD15

1N4148

R810

R910

R5

8

R6

8

T3

TRANSFORMER

D11Dz

L1 40u

+C17

1200uF

C1

22uF

C2

22uF

D13

MBR360 R29

1k

1 3

2

+C3

1200uF

+C4

1200uF

+C5

1200uF

+C6

1200uF

+C7

1200uF

R7100k

C810nF

+C18

3300uF

Q4MOSFET N

+

2200uF

D9DzR16

100k

C20

3.3uF

C21

3.3uF

C22

3.3uF

C23

3.3uF

C24

3.3uF

Q5MOSFET N

D2

PBYR20100

J4

CON2

12

J5

CON2

12

R17

5.6

Lo

42V_Side

Isense

Ho

LOAD

14V_Side

5

5

4

4

3

3

2

2

1

1

D D

C C

B B

A A

Generador de dead-time

AGOSTO 2002

002 0

GENERADOR DE DEAD-TIMEA4

2 7

Title


Date: Sheet of

VCC1

R26

100R2510k

1 3

2

R2410k

1 3

2

U14

4001B

1234567 8

91011121314IN1A1

IN2A1OUTA1OUTA2IN1A2IN2A2Vss IN2A4

IN1A4OUTA4OUTA3IN2A3IN1A3

Vcc

C400.1nF

C390.1nF R27

100

+ C431uF

Lin

Hin

PWM

5

5

4

4

3

3

2

2

1

1

D D

C C

B B

A A

Regulador de tensión

1uF

AGOSTO 2002

003 0

REGULADOR DE TENSIÓNA4

3 7

Title


Date: Sheet of

VCC

C12

R281800 1W

U9BDX33C

1 2

3

D14

1N4148

D12

Dz

R31

3k3+ C41

10uF

42V_Side

5

5

4

4

3

3

2

2

1

1

D D

C C

B B

A A

AGOSTO 2002

Regulador de tensión de precisión

004 0

REGULADOR DE PRECISIÓNA4

4 7

Title


Date: Sheet of

VCCVCC1

R23

10k

C361uF

C37

1uF

C38

100pF

U6BDX53

1 2

3

R20

0.5 1WR21

8k2

U5

LM723

1234567 8

91011121314nc1

ILIMISENSEINVNINVVref-Vs nc2

VzVoVc

+VsFREQ

nc3

R22

12k

Vref(7.1V)

5

5

4

4

3

3

2

2

1

1

D D

C C

B B

A A

DRIVER

AGOSTO 2002

005 0

DRIVERA4

5 7

Title


Date: Sheet of

VCC1

C10

1uFC11

200nFU18 IR 2110

12

345

67

89

1011

12

13

14 LOCOM

Vccnc1VS

VBHO

nc2VddHINSD

LIN

Vss

nc3

D8

1N4148

D10MBR360

C9

1uF

Ho

LOAD

Lo

Lin

Hin

5

5

4

4

3

3

2

2

1

1

D D

C C

B B

A A

REGULADOR PWM

CONTROL DE CORRIENTE

Lazo abierto

Lazo abierto

AGOSTO 2002

006 0

REGULADOR PWMA4

6 7

Title


Date: Sheet of

VCC1

VCC1VCC1

VCC1

R551k

R541k

C34 1uF

R53

47k

1 3

2

R51

47k

13

2

R505k

1 3

2

C27100nF

C26 10nF

R181K

C25

2nF

R56

1K

C29113pF

C28454pF U19

UC3526

123 4

567

891011

12

13

14

15

16

17

18

+E-ECOMP Css

RST-CS+CS

SDRTCTRD

Sync

OUTA

VC

GND

OUTB

Vin

VrefR584k7

R57

1k

13

2

+e

PWM

Isense

5

5

4

4

3

3

2

2

1

1

D D

C C

B B

A A

CONTROL DE TENSIÓN

AGOSTO 2002

007 0

CONTROL DE TENSIÓNA4

7 7

Title


Date: Sheet of

VCC1

R12

1k

13

2

C31

22nF

U20

TLC2272

1234 5

6781OUT

1IN-1IN+GND 2IN+

2IN-2OUTVDD+

R52

1000k

13

2

C33

220nF

C32220nF

C301nF

R1190.9k

1 3

2

14V_Side

Vref(7.1V)

+e

Convertidor Reductor con Rectificación Planos

111


112


113

5 PRESUPUESTO

114

Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Presupuesto

ÍNDICE PRESUPUESTO 5. PRESUPUESTO.......................................................................................116 5.1. AMIDAMIENTOS..................................................................................... 116 5.2. PRECIOS UNITARIOS ............................................................................. 118 5.3. APLICACIÓN DE PRECIOS .................................................................... 120 5.4. RESUMEN DEL PRESUPUESTO............................................................ 122

5.4.1. PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN MATERIAL ........................... 122 5.4.2. PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN POR CONTRATA.................. 123 5.4.3. PRESUPUESTO GLOBAL............................................................. 124

115


5 Presupuesto

5.1. AMIDAMIENTOS

NÚMERO DESCRIPCIÓN DENOMINACIÓN CANTIDAD

001 Aislante térmico disipador-TO220 4u

002 Amplificador Operacional TLC2272 U20 1u

003 Cable cobre diámetro 0,8 mm PIRESOLD 4 cm

004 Cable cobre soldable diámetro 0,28 mm PIRESOLD 90 m

005 Condensador 22 Nf C31 1u

006 Condensador 1 nF C30 1u

007 Condensador 200 nF(bootstrap) C11 1u

008 Condensador cerámico 0,1 nF 100 V C39,C40 2u

009 Condensador cerámico multicapa SIEMENS 3,3 uF 50 V

C20,C21,C22,C23,C24 5u

010 Condensador electrolítico 10 uF 63 V C41 1u

011 Condensador electrolítico JAMICON 2200 uF 25 V C19 1u

012 Condensador electrolítico JAMICON 3300 uF 25 V C18 1u

013 Condensador electrolítico PANASONIC 1200 uF 63 V

C17,C3,C4,C5,C6,C7 6u

014 Condensador poliéster 1 uF 63 V C36,C37,C34,C43,

C12,C9,C10 7u

015 Condensador poliéster 10 nF 100 V C8,C26 2u

016 Condensador poliéster 100 nF 63 V C27 1u

017 Condensador poliéster 100 pF 63 V C38,C29 2u

018 Condensador poliéster 220 nF C32,C33 2u

019 Condensador poliéster 2n2 100 V C25 1u

020 Condensador poliéster 470 pF C28 1u

021 Condensador poliéster metalizado EVOX MMK 22 uF 63 V C1,C2 2u

022 Conector tipo banana hembra J1+,J1-,J2+,J2- 4u

023 Darlington BDX33C U9,U6 2u

024 Diodo bipolar 1N4148 D8,D15,D14 3u

025 Diodo Schottky MBR360 D13,D10 2u

026 Diodo Schottky PBYR20100 D2 1u

027 Diodo Zener 15V D9,D11,D12 3u

028 Disipador de calor 1,2 ºC/W 1u

116


029 Driver IR 2110 U18 1u

030 Fabricación del circuito impreso 1u

031 NOR CMOS 4001B U14 1u

032 Núcleo MM2A 77076A7 “Kool Mµ Powder Cores” MAGNETICS L1 1u

033 Núcleo NTH12 ARISTON TRANSFORMER 1u

034 Patas PCB 4u

035 Potenciómetro multivuelta 1 kΩ R12,R29,R57 3u

036 Potenciómetro multivuelta 10 kΩ R24,R25 2u

037 Potenciómetro multivuelta 100 kΩ R11 1u


039 Potenciómetro multivuelta 47 kΩ R51,R53 2u


041 Regulador PWM UC3526 U19 1u

042 Regulador tensión LM723 U5 1u

043 Resistencia 1800 Ω, 2 W R28 1u

044 Resistencia 5,6 Ω, 1 W R17 1u

045 Resistencia 8 Ω, 1 W R5,R6 2u

046 Resistencia cable bobinado 0,5 Ω, 1 W R20 1u

047 Resistencia de carbón 1 kΩ 1/4 W R18,R56,R54,R55 4u

048 Resistencia de carbón 10 Ω 1/4 W R8,R9 2u

049 Resistencia de carbón 10 kΩ 1/4 W R23 1u

050 Resistencia de carbón 100 Ω 1/4 W R26,R27 2u

051 Resistencia de carbón 100 kΩ 1/4 W R7,R16 2u

052 Resistencia de carbón 12 kΩ 1/4 W R22 1u

053 Resistencia de carbón 3k3 Ω 1/4 W R31 1u



056 Tornillos 9u

057 Transistor MOSFET STP75NE75 Q4,Q5 2u

058 Tuercas 5u

059 Zócalo torneado D.I.L. 14 pines 3u



117


5.2. PRECIOS UNITARIOS

NÚMERO DESCRIPCIÓN P.U. (€)

001 Aislante térmico disipador-TO220 0,24

002 Amplificador Operacional TLC2272 1,95

003 Cable cobre diámetro 0,8 mm PIRESOLD 0,01

004 Cable cobre soldable diámetro 0,28 mm PIRESOLD 0,54

005 Condensador 22 nF 0,18

006 Condensador 1 nF 0,17

007 Condensador 200 nF(bootstrap) 0,18

008 Condensador cerámico 0,1 nF 100 V 0,15

009 Condensador cerámico multicapa SIEMENS 3,3 uF 50 V 1,05

010 Condensador electrolítico 10 uF 63 V 0,24

011 Condensador electrolítico JAMICON 2200 uF 25 V 1,21

012 Condensador electrolítico JAMICON 3300 uF 25 V 1,50

013 Condensador electrolítico PANASONIC 1200 uF 63 V 1,88

014 Condensador poliéster 1 uF 63 V 1,08

015 Condensador poliéster 10 nF 100 V 0,19

016 Condensador poliéster 100 nF 63 V 0,12

017 Condensador poliéster 100 pF 63 V 0,12

018 Condensador poliéster 220 nF 0,24

019 Condensador poliéster 2n2 100 V 0,18

020 Condensador poliéster 470 pF 0,15

021 Condensador poliéster metalizado EVOX MMK 22 uF 63 V 3,65

022 Conector tipo banana hembra 4,46

023 Darlington BDX33C 0,84

024 Diodo bipolar 1N4148 0,03

025 Diodo Schottky MBR360 0,39

026 Diodo Schottky PBYR20100 2,06

027 Diodo Zener 15V 0,05

028 Disipador de calor 1,2 ºC/W 9,05

029 Driver IR 2110 3,58

030 Fabricación del circuito impreso 9

031 NOR CMOS 4001B 0,28

032 Núcleo MM2A 77076A7 “Kool Mµ Powder Cores” MAGNETICS 2,40

033 Núcleo NTH12 ARISTON 0,90

118


034 Patas PCB 0,07

035 Potenciómetro multivuelta 1 kΩ 1,60






041 Regulador PWM UC3526 10,13

042 Regulador tensión LM723 1,05

043 Resistencia 1800 Ω, 2 W 0,13

044 Resistencia 5,6 Ω, 1 W 0,08

045 Resistencia 8 Ω, 1 W 0,08

046 Resistencia cable bobinado 0,5 Ω, 1 W 0,49

047 Resistencia de carbón 1 kΩ 1/4 W 0,04

048 Resistencia de carbón 10 Ω 1/4 W 0,04


050 Resistencia de carbón 100 Ω 1/4 W 0,04



053 Resistencia de carbón 3k3 Ω 1/4 W 0,04



056 Tornillos 0,03

057 Transistor MOSFET STP75NE75 2,55

058 Tuercas 0,02

059 Zócalo torneado D.I.L. 14 pines 1,36



119


5.3. APLICACIÓN DE PRECIOS

NÚMERO DESCRIPCIÓN CANTIDAD P.U. (€) TOTAL

001 Aislante térmico disipador-TO220 4u 0,24 0,96

002 Amplificador Operacional TLC2272 1u 1,95 1,95

003 Cable cobre diámetro 0,8 mm PIRESOLD 4 cm 0,01 0,01

004 Cable cobre soldable diámetro 0,28 mm PIRESOLD 90 m 0,54 0,54

005 Condensador 22 nF 1u 0,18 0,18

006 Condensador 1 nF 1u 0,17 0,17

007 Condensador 200 nF(bootstrap) 1u 0,18 0,18

008 Condensador cerámico 0,1 nF 100 V 2u 0,15 0,30

009 Condensador cerámico multicapa SIEMENS 3,3 uF 50 V 5u 1,05 5,26

010 Condensador electrolítico 10 uF 63 V 1u 0,24 0,24

011 Condensador electrolítico JAMICON 2200 uF 25 V 1u 1,21 1,21

012 Condensador electrolítico JAMICON 3300 uF 25 V 1u 1,50 1,50

013 Condensador electrolítico PANASONIC 1200 uF 63 V 6u 1,88 11,25

014 Condensador poliéster 1 uF 63 V 7u 1,08 7,57

015 Condensador poliéster 10 nF 100 V 2u 0,19 0,38

016 Condensador poliéster 100 nF 63 V 1u 0,12 0,12

017 Condensador poliéster 100 pF 63 V 2u 0,12 0,24

018 Condensador poliéster 220 nF 2u 0,24 0,48

019 Condensador poliéster 2n2 100 V 1u 0,18 0,18

020 Condensador poliéster 470 pF 1u 0,15 0,15

021 Condensador poliéster metalizado EVOX MMK 22 uF 63 V 2u 3,65 7,31

022 Conector tipo banana hembra 4u 4,46 17,84

023 Darlington BDX33C 2u 0,84 1,68

024 Diodo bipolar 1N4148 3u 0,03 0,09

025 Diodo Schottky MBR360 2u 0,39 0,78

026 Diodo Schottky PBYR20100 1u 2,06 2,06

027 Diodo Zener 15V 3u 0,05 0,16

028 Disipador de calor 1,2 ºC/W 1u 9,05 9,05

029 Driver IR 2110 1u 3,58 3,58

030 Fabricación del circuito impreso 1u 9 9

031 NOR CMOS 4001B 1u 0,28 0,28

032 Núcleo MM2A 77076A7 “Kool Mµ Powder Cores” MAGNETICS 1u 2,40 2,40

120


033 Núcleo NTH12 ARISTON 1u 0,90 0,90

034 Patas PCB 4u 0,07 0,29

035 Potenciómetro multivuelta 1 kΩ 3u 1,60 4,80






041 Regulador PWM UC3526 1u 10,13 10,13

042 Regulador tensión LM723 1u 1,05 1,05

043 Resistencia 1800 Ω, 2 W 1u 0,13 0,13

044 Resistencia 5,6 Ω, 1 W 1u 0,08 0,08

045 Resistencia 8 Ω, 1 W 2u 0,08 0,17

046 Resistencia cable bobinado 0,5 Ω, 1 W 1u 0,49 0,49

047 Resistencia de carbón 1 kΩ 1/4 W 4u 0,04 0,17

048 Resistencia de carbón 10 Ω 1/4 W 2u 0,04 0,08


050 Resistencia de carbón 100 Ω 1/4 W 2u 0,04 0,08



053 Resistencia de carbón 3k3 Ω 1/4 W 1u 0,04 0,04



056 Tornillos 9u 0,03 0,27

057 Transistor MOSFET STP75NE75 2u 2,55 5,10

058 Tuercas 5u 0,02 0,09

059 Zócalo torneado D.I.L. 14 pines 3u 1,36 4,07



121


5.4. RESUMEN DEL PRESUPUESTO

5.4.1. PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN MATERIAL

Nº DENOMINACIÓN CANTIDAD PRECIO UNITARIO (€)

TOTAL (€)

1 CONVERTIDOR REDUCTOR CON RECTIFICACIÓN

SÍNCRONA

1 129,27 129,27

TOTAL 129,27 El presupuesto de ejecución material asciende a CIENTO VEINTI NUEVE EUROS CON VEINTI SIETE CÉNTIMOS.



122


5.4.2. PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN POR CONTRATA

PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN MATERIAL

129,27 €

10 % BENEFICIO INDUSTRIAL 12,93 € 15 % GASTOS GENERALES 19,39 €

TOTAL 161,59 € El presupuesto de ejecución por contrata asciende a CIENTO SESENTA Y UN EUROS CON CINCUENTA Y NUEVE CÉNTIMOS.



123


5.4.3. PRESUPUESTO GLOBAL PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN POR CONTRATA 161,59 € 16 % I.V.A. 25,85 €

TOTAL 187,44 € El presupuesto global asciende a CIENTO OCHENTA Y SIETE EUROS CON CUARENTA Y CUATRO CÉNTIMOS.



124

6 PLIEGO DE CONDICIONES

125

Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Pliego de Condiciones

ÍNDICE PLIEGO DE CONDICIONES 6. PLIEGO DE CONDICIONES.............................................127 6.1. DISPOSICIONES Y ABARQUE DEL PLIEGO DE CONDICIONES .... 127

6.1.1. Objetivo del pliego............................................................................ 127 6.1.2. Descripción General del Montaje ..................................................... 128

6.2. CONDICIONES DE LOS MATERIALES. ............................................... 129 6.2.1. Especificaciones Eléctricas. .............................................................. 129

6.2.1.1. Especificaciones del sistema. .................................................. 129 6.2.1.2. Conductores Eléctricos............................................................ 129 6.2.1.3. Componentes Pasivos.............................................................. 130 6.2.1.4. Componentes Activos.............................................................. 130 6.2.1.5. Zócalos Torneados Tipo D.I.L. ............................................... 130 6.2.1.6. Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión........................... 131

6.2.2. Especificaciones Mecánicas.............................................................. 131 6.2.2.1. Placas de circuito impreso. ...................................................... 131

6.3. CONDICIONES DE LA EJECUCIÓN...................................................... 132 6.3.1. Encargo y Compra del Material. ....................................................... 132 6.3.2. Construcción del Inductor................................................................. 132 6.3.3. Fabricación del transformador. ......................................................... 132 6.3.4. Fabricación del Circuito Impreso...................................................... 133 6.3.5. Soldadura de los Componentes. ........................................................ 134

6.4. CONDICIONES FACULTATIVAS.......................................................... 135 6.5. CONCLUSIONES...................................................................................... 136

126


6 Pliego de Condiciones

6.1. DISPOSICIONES Y ABARQUE DEL PLIEGO DE CONDICIONES

6.1.1. Objetivo del pliego

El objetivo de este proyecto es el estudio de un convertidor reductor con rectificación síncrona aplicado a altas tensiones. Este proyecto es un proyecto profundamente de investigación, esto implica que el prototipo se ha diseñado teniendo en cuenta la accesibilidad y la facilidad de estudio omitiendo su desarrollo industrial. En caso de una futura aplicabilidad industrial se deberían tener en cuenta aspectos como por ejemplo protecciones contra sobretensiones, contra cortocircuitos, etc.

Como guía para una futura aplicabilidad industrial se ha redactado este pliego de condiciones. El presente pliego de condiciones define, entre otros, los aspectos siguientes: -Obras que componen el proyecto. -Características exigibles a los materiales y componentes. -Detalles de la ejecución. -Programa de obras. Dado el amplio abanico de detalles tratados, si se presentasen dudas a la hora de poner el proyecto en marcha lo más recomendable es consultar al proyectista.

127


6.1.2. Descripción General del Montaje

A continuación se enumeran las diferentes partes que componen la obra, poniendo especial énfasis en el orden establecido, no efectuando una actividad concreta sin haber realizado previamente la anterior. -Encargo y compra de los materiales y componentes necesarios. -Construcción del inductor. -Fabricación de la placa de circuito impreso. -Montaje de los componentes a la placa fabricada previamente. -Montaje en caja (si es necesario) a cargo del director. -Ajuste y comprobación de los parámetros para el buen funcionamiento. -Puesta en marcha del equipo. -Controles de calidad. Fiabilidad. -Mantenimiento del equipo. Informando debidamente a las personas que en un futuro estarán a cargo del equipo.

Todas estas partes que en su conjunto forman la obra, tendrán que ser ejecutadas por montadores que se someterán a las normas y reglas que la comunidad autónoma, país o bien comunidades internacionales tengan previstas para este tipo de montajes, no haciéndose responsable el proyectista de los desperfectos ocasionados por su incumplimiento.

128


6.2. CONDICIONES DE LOS MATERIALES.

En este apartado se explican las características técnicas exigibles a los componentes presentes en la ejecución de la obra.

6.2.1. Especificaciones Eléctricas.

6.2.1.1. Especificaciones del sistema. El sistema deberá cumplir las especificaciones resumidas en la Tabla 6.1

Tensión de entrada 33 a 58 V Tensión de salida 14 V Carga 1,1 Ω (resistiva) Frecuencia de conmutación 50 kHz Rizado de tensión máximo en la salida 140 mV

Tabla 6.1. Especificaciones del sistema.

6.2.1.2. Conductores Eléctricos. Los conductores utilizados serán internos a excepción de los de alimentación y carga que reunirán condiciones especiales requeridas para los conductores expuestos permanentemente al exterior. Cabe comentar que la utilización de la obra tendrá lugar en el interior de un laboratorio o una industria. El conductor de conexión a la fuente de alimentación primaria estará construido por una manguera de dos hilos con una sección de 4 mm2.

129


6.2.1.3. Componentes Pasivos. Los componentes pasivos utilizados en el proyecto son los disponibles tecnológicamente en el momento de la redacción de este proyecto. Las características técnicas se han incluido en el Anexo.

6.2.1.4. Componentes Activos. Los componentes activos utilizados en el proyecto son los disponibles tecnológicamente en el momento de la redacción de este proyecto. Las características técnicas se han incluido en el Anexo.

6.2.1.5. Zócalos Torneados Tipo D.I.L. Todos los circuitos integrados que aparecen dispondrán de un zócalo para su unión con la placa de circuito impreso. Éstos zócalos son de tipo D.I.L. (“Dual in Line”) de contacto mecanizado de gran cantidad y perfil bajo; formados por contactos internos de tipo cuatro dedos (3-5 µm) de estaño sobre una base de cobre-berilio niquelado y con un recubrimiento de carbón estañado. También están amoldados mediante un poliéster negro con fibra de vidrio ignífuga. Sus características se encuentran en la Tabla 6.2.

Margen de temperaturas -55ºC a 125ºC Resistencia de contacto 10 mΩ (máximo) Resistencia de aislamiento 1010 Ω Fuerza de inserción por contacto 120 gr Fuerza de extracción por contacto 80 gr Fuerza de retención por contacto 400 gr (mínimo)

Tabla 6.2. Características técnicas de zócalos tipo D.I.L.

130


6.2.1.6. Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión.

Todos los aspectos técnicos de la instalación que, directa o indirectamente, estén incluidos en el Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión, tendrán que cumplir lo que se disponga en las respectivas normas.

Las instrucciones más importantes relacionadas con la realización del Proyecto son las siguientes: M.I.B.T. 017 Instalaciones interiores o receptores. Prescripciones de carácter general. M.I.B.T. 029 Instalaciones a pequeñas tensiones. M.I.B.T. 030 Instalaciones a tensiones especiales. M.I.B.T. 031 Receptores. Transformadores y autotransformadores. Reactancias y rectificadores. Condensadores. M.I.B.T. 044 Normas U.N.E. de obligado cumplimiento.

6.2.2. Especificaciones Mecánicas.

6.2.2.1. Placas de circuito impreso. El circuito de la obra se realizará sobre una placa de vidrio de doble cara con presensibilización positiva.

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6.3. CONDICIONES DE LA EJECUCIÓN

6.3.1. Encargo y Compra del Material. La compra de los materiales, componentes y aparatos necesarios tendrá que realizarse con el tiempo necesario, de manera que estén disponibles en el momento que comience el ensamblaje de los componentes.

6.3.2. Construcción del Inductor. A tal efecto se dispondrá de cable de bobinar de diámetro 0,28 mm soldable. En primer lugar se cortarán 57 hilos de unos 2 m. Después se situarán juntos y se enrollarán de manera que queden trenzados. Más tarde se irán haciendo las 32 espiras, consiguiendo que queden apretadas máximo al cuerpo del núcleo toroidal.

6.3.3. Fabricación del transformador. Para la fabricación del transformador se utilizará el mismo cable 0,28 mm soldable mas un cable de 0,8 mm . Se cortará del primero un trozo de unos 2 m y un trozo de unos 4 cm del segundo. Con el cable de 0,28 mm se irán haciendo las 100 espiras de manera que estén cada una al lado de la otra y bien apretadas al núcleo toroidal. A continuación, con el segundo cable se le dará 2 vueltas al núcleo de manera que queden las 4 puntas de cable (2 por cada uno) más o menos alineadas en un punto del núcleo (para una fácil soldadura en la placa).

132


6.3.4. Fabricación del Circuito Impreso. A continuación se detallan los pasos para la fabricación del circuito impreso: 1.- Los materiales y aparatos para realizar la placa de circuito impreso son: insoladora (o lámpara de luz actínica), revelador (o en su defecto disolución de sosa cáustica y agua, atacador rápido que se puede sustituir por una disolución con la siguiente composición: 33% de HCL, 33% de agua oxigenada de 110 volúmenes y 33% de agua destilada), y por último se necesitan las placas de circuito impreso de material fotosensible positivo de doble cara y fibra de vidrio. 2.- La forma de operar será la siguiente: en primer lugar se efectuará una copia de dos planos de la placa (cara componentes y cara de soldadura) en papel de acetato. Posteriormente se unirán las dos copias procurando la correspondencia entre las pistas de las dos caras, dejando una ranura sin unir por donde se introducirá la placa. 3.- El conjunto (copias en papel de acetato y placa) se expondrá a la luz ultravioleta de la insoladora. Ésta recubre la placa y las copias en acetato con un material plástico al cual se le aplica el vacío evitando que se formen burbujas de aire entre el papel de acetato y la placa. A continuación se expone el conjunto a la luz ultravioleta durante el tiempo que aconseje el fabricante. Este tiempo de exposición depende de la lámpara utilizada, de la distancia de ésta respecto de la placa, del material fotosensible y del envejecimiento del mismo. El fabricante recomendará cual es el tiempo óptimo. 4.- Una vez acabada la exposición, se retira la placa y se coloca dentro del líquido revelador, el tiempo de atacado de revelado depende del fabricante de la placa de circuito impreso, quien indicará cual es el más adecuado. De todas formas, el proceso puede darse por finalizado cuando las pistas se vean nítidamente y el resto de la superficie se aprecie libre de cualquier sustancia fotosensible (se observa el cobre limpio). Cuando la placa ya está revelada se limpia con agua, que producirá una parada del proceso de revelado y ya se puede pasar al atacado: donde se sumerge la placa en el atacador rápido o en la disolución y se observa como desaparece el cobre que no conforma el trazado de las pistas. Una vez haya desaparecido toda la superficie de cobre que no conforma las pistas se secará la placa del atacador y se limpiará para finalizar el proceso de atacado. 5.- Finalmente se limpia la emulsión fotosensible que recubre las pistas (y que impedirá la soldadura) con alcohol o bien con acetato. 6.- Se realizarán los agujeros para soldar los terminales y después se sueldan.

133


6.3.5. Soldadura de los Componentes.

Existen diversos métodos para poner en contacto permanente dos conductores eléctricos, o lo que es lo mismo, realizar entre ellos una conexión eléctrica, pero el más útil, por sus excelentes características de sencillez, seguridad y rapidez es la soldadura realizada mediante la aportación de la fusión de una aleación metálica.

El proceso de soldadura consiste por tanto, en unir dos conductores de tipo y

forma diferentes (terminales de componentes entre sí o un circuito impreso hilos y cables, chasis metálicos) de forma que mediante la adición de un tercer material conductor en estado líquido, por fusión a una determinada temperatura, se forme un compuesto intermetálico entre los tres conductores de tal manera que al enfriarse a la temperatura ambiente se obtenga una unión rígida permanente.

La realización de la soldadura requiere unas condiciones iniciales a las que

superficies conductoras que se vayan a unir, así como los utensilios para soldar y conseguir una soldadura de calidad. Se ha de tener en cuenta y vigilar constantemente el estado de limpieza de los conductores que se pretenden soldar, ya que la presencia de óxidos, grasa y cualquier tipo de suciedad impide que la soldadura realizada sea de la calidad necesaria de forma que pueda mantenerse sin ninguna degradación con el tiempo.

134


6.4. CONDICIONES FACULTATIVAS Los permisos de carácter obligatorio necesarios para realizar la obra o la utilización de la misma tendrán que obtenerse por parte de la empresa contratante, quedando la empresa contratista al margen de todas las consecuencias derivadas de la misma. Cualquier retardo producido en el proceso de fabricación por causas debidamente justificadas, siendo éstas alienas a la empresa contratista, será aceptada por el contratante, no teniendo éste último derecho a reclamación por daños y prejuicios. Cualquier demora no justificada supondrá el pago de una multa por valor del 6% del importe total de fabricación, para cada fracción del retardo temporal (acordado en el contrato). La empresa contratista se compromete a proporcionar las mayores facilidades al contratista para que la obra se realice de una forma rápida y adecuada. El aparato cumplirá los requisitos mínimos respecto el Proyecto encargado, cualquier variación o mejora sustancial en el contenido del mismo tendrá que ser consultada con el técnico diseñador (proyectista). Durante el tiempo que se haya estimado la instalación, el técnico proyectista podrá anunciar la suspensión momentánea si así lo estimase oportuno. Las características de los elementos y componentes serán las especificadas en la memoria y el pliego de condiciones, teniendo en cuenta su perfecta colocación y posterior uso. La contratación de este proyecto se considerará válida una vez las dos partes implicadas, propiedad y contratista, se comprometan a concluir las cláusulas del contrato, por el cual tendrán que ser firmados los documentos adecuados en una reunión conjunta en haber llegado a un acuerdo. Los servicios de la empresa contratista se consideran finalizados des del mismo momento en que el aparato se ponga en funcionamiento, después la previa comprobación de su correcto funcionamiento. El presupuesto no incluye gastos de tipo energético ocasionados por el proceso de instalación, ni las obras que fuesen necesarias, que irán a cargo de la empresa contratante. El cumplimiento de las elementales comprobaciones por parte de la empresa instaladora, no será competencia del proyectista, el cual queda fuera de toda responsabilidad derivada del incorrecto funcionamiento del equipo como consecuencia de esta omisión.

135


6.5. CONCLUSIONES. Las partes interesadas manifiestan que conociendo los términos de este Pliego de Condiciones y del proyecto adjunto, y están de acuerdo con el que en él se manifiesta.



136

7 ANEXOS

137

UC1526UC2526UC3526

DESCRIPTIONThe UC1526 is a high performance monolithic pulse width modulatorcircuit designed for fixed-frequency switching regulators and otherpower control applications. Included in an 18-pin dual-in-line pack-age are a temperature compensated voltage reference, sawtooth os-cillator, error amplifier, pulse width modulator, pulse metering andsetting logic, and two low impedance power drivers. Also includedare protective features such as soft-start and under-voltage lockout,digital current limiting, double pulse inhibit, a data latch for singlepulse metering, adjustable deadtime, and provision for symmetry cor-rection inputs. For ease of interface, all digital control ports are TTLand B-series CMOS compatible. Active LOW logic design allowswired-OR connections for maximum flexibility. This versatile devicecan be used to implement single-ended or push-pull switching regu-lators of either polarity, both transformerless and transformer cou-pled. The UC1526 is characterized for operation over the full militarytemperature range of -55°C to +125°C. The UC2526 is characterizedfor operation from -25°C to +85°C, and the UC3526 is characterizedfor operation from 0° to +70°C.

Regulating Pulse Width Modulator

FEATURES• 8 To 35V Operation

• 5V Reference Trimmed To ±1%

• 1Hz To 400kHz Oscillator Range

• Dual 100mA Source/Sink Outputs

• Digital Current Limiting

• Double Pulse Suppression

• Programmable Deadtime

• Under-Voltage Lockout

• Single Pulse Metering

• Programmable Soft-Start

• Wide Current Limit Common Mode Range

• TTL/CMOS Compatible Logic Ports

• Symmetry Correction Capability

• Guaranteed 6 Unit Synchronization

BLOCK DIAGRAM

6/93

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS (Note 1, 2)Input Voltage (+VIN) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . +40VCollector Supply Voltage (+VC) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . +40VLogic Inputs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . -0.3V to +5.5VAnalog Inputs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . -0.3V to +VIN

Source/Sink Load Current (each output) . . . . . . . . . . . . . 200mAReference Load Current . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50mALogic Sink Current . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15mAPower Dissipation at TA = +25°C (Note 2) . . . . . . . . . . 1000mWPower Dissipation at TC = +25°C (Note 2) . . . . . . . . . . 3000mWOperating Junction Temperature . . . . . . . . . . . . . . . . . . +150°CStorage Temperature Range . . . . . . . . . . . . . . -65°C to +150°CLead Temperature (soldering, 10 seconds) . . . . . . . . . . +300°CNote 1: Values beyond which damage may occur.Note 2: Consult packaging section of databook for thermal

limitations and considerations of package.

CONNECTION DIAGRAMS

UC1526UC2526UC3526

DIL-18, SOIC-18 (TOP VIEW)J or N Package, DW Package

RECOMMENDED OPERATING CONDITIONS (Note 3)Input Voltage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . +8V to +35VCollector Supply Voltage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . +4.5V to +35VSink/Source Load Current (each output) . . . . . . . . . 0 to 100mAReference Load Current . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 0 to 20mAOscillator Frequency Range . . . . . . . . . . . . . . . . 1Hz to 400kHzOscillator Timing Resistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2kΩ to 150kΩOscillator Timing Capacitor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1nF to 20µFAvailable Deadtime Range at 40kHz . . . . . . . . . . . . . 3% to 50%Operating Ambient Temperature Range UC1526 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . -55°C to +125°C UC2526 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . -25°C to +85°C UC3526 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . -0°C to +70°CNote 3: Range over which the device is functional and

parameter limits are guaranteed.

PACKAGE PIN FUNCTIONFUNCTION PIN

N/C 1+Error 2-Error 3Comp. 4CSS 5Reset______

6- Current Sense 7+ Current Sense 8Shutdown_________

9RTIMING 10CT 11RD 12Sync 13Output A 14VC 15N/C 16Ground 17Output B 18+VIN 19VREF 20

PLCC-20, LCC-20(TOP VIEW)Q and L Packages

ELECTRICAL CHARACTERISTICS:

PARAMETER TEST CONDITIONS UC1526 / UC2526 UC3526 UNITS

MIN TYP MAX MIN TYP MAX

Reference Section (Note 4)

Output Voltage TJ = + 25°C 4.95 5.00 5.05 4.90 5.00 5.10 V

Line Regulation +VIN = 8 to 35V 10 20 10 30 mV

Load Regulation IL = 0 to 20mA 10 30 10 50 mV

Temperature Stability Over Operating TJ 15 50 15 50 mV

Total OutputVoltage Range

Over RecommendedOperating Conditions

4.90 5.00 5.10 4.85 5.00 5.15 V

Short Circuit Current VREF = 0V 25 50 100 25 50 100 mA

Under -Voltage Lockout

RESET_______

Output Voltage VREF = 3.8V 0.2 0.4 0.2 0.4 V

VREF = 4.8V 2.4 4.8 2.4 4.8 V

Note 4: IL = 0mA.

+VIN = 15V, and over operating ambient temperature, unless otherwisespecified, TA = TJ.

2

ELECTRICAL CHARACTERISTICS:

PARAMETER TEST CONDITIONS UC1526 / UC2526 UC3526 UNITS

MIN TYP MAX MIN TYP MAX

Oscillator Section (Note 5)

Initial Accuracy TJ = + 25°C ±3 ±8 ±3 ±8 %

Voltage Stability +VIN = 8 to 35V 0.5 1 0.5 1 %

Temperature Stability Over Operating TJ 7 10 3 5 %

Minimum Frequency RT = 150kΩΩ, CT = 20µµF 1 1 Hz

Maximum Frequency RT = 2kΩΩ, CT = 1.0nF 400 400 kHz

Sawtooth Peak Voltage +VIN = 35V 3.0 3.5 3.0 3.5 V

Sawtooth Valley Voltage +VIN = 8V 0.5 1.0 0.5 1.0 V

Error Amplifier Section (Note 6)

Input Offset Voltage RS ≤≤ 2kΩΩ 2 5 2 10 mV

Input Bias Current -350 -1000 -350 -2000 nA

Input Offset Current 35 100 35 200 nA

DC Open Loop Gain RL ≥ 10MΩΩ 64 72 60 72 dB

HIGH Output Voltage VPIN1-VPIN2 ≥≥ 150mV, ISOURCE =100µµA

3.6 4.2 3.6 4.2 V

LOW Output Voltage VPIN2-VPIN1 ≥≥ 150mV, ISINK = 100µµA 0.2 0.4 0.2 0.4 V

Common Mode Rejection Rs ≤ 12kΩ 70 94 70 94 dB

Supply Voltage Rejection +VIN = 12 to 18V 66 80 66 80 dB

PWM Comparator (Note 5)

Minimum Duty Cycle VCOMPENSATION = +0.4V 0 0 %

Maximum Duty Cycle VCOMPENSATION = +3.6V 45 49 45 49 %

Digital Ports ( SYNC, SHUTDOWN, and RESET)

HIGH Output Voltage ISOURCE =40µµA 2.4 4.0 2.4 4.0 V

LOW Output Voltage ISINK = 3.6mA 0.2 0.4 0.2 0.4 V

HIGH Input Current VIH = +2.4V -125 -200 -125 -200 µA

LOW Input Current VIL = +0.4V -225 -360 -225 -360 µA

Current LImit Comparator (Note 7)

Sense Voltage RS ≤≤ 50ΩΩ 90 100 110 80 100 120 mV

Input Bias Current -3 -10 -3 -10 µA

Soft-Start Section

Error Clamp Voltage RESET = +0.4V 0.1 0.4 0.1 0.4 V

Cs Charging Current RESET =+2.4V 50 100 150 50 100 150 µA

Output Drivers (Each Output) (Note 8)

HIGH Output Voltage ISOURCE = 20mA 12.5 13.5 12.5 13.5 V

ISOURCE = 100mA 12 13 12 13 V

LOW Output Voltage ISINK = 20mA 0.2 0.3 0.2 0.3 V

ISINK = 100mA 1.2 2.0 1.2 2.0 V

Collector Leakage VC = 40V 50 150 50 150 µA

Rise Time CL = 1000pF 0.3 0.6 0.3 0.6 µs

Fall Time CL = 1000pF 0.1 0.2 0.1 0.2 µs

Power Consumption (Note 9)

Standby Current SHUTDOWN____________

= +0.4V 18 30 18 30 mA

+VIN = 15V, and over operating ambient temperature, unless otherwisespecified, TA = TJ.

UC1526UC2526UC3526

Note 4: IL = 0mA.Note 5: FOSC = 40kHz (RT = 4.12kΩ ± 1%, CT = 0.1µF ± 1%,

RD = 0Ω)

Note 6: VCM = 0 to +5.2VNote 8: VC = +15VNote 9: +VIN = +35V, RT = 4.12kΩ

3

UC1526UC2526UC3526

APPLICATIONS INFORMATIONVoltage Reference

The reference regulator of the UC1526 is based on a tem-perature compensated zener diode. The circuitry is fullyactive at supply voltages above +8V, and provides up to20mA of load current to external circuitry at +5.0V. In sys-tems where additional current is required, an externalPNP transistor can be used to boost the available current.A rugged low frequency audio-type transistor should beused, and lead lengths between the PWM and transistorshould be as short as possible to minimize the risk of os-cillations. Even so, some types of transistors may requirecollector-base capacitance for stability. Up to 1 amp ofload current can be obtained with excellent regulation ifthe device selected maintains high current gain.

Under-Voltage Lockout

The under-voltage lockout circuit protects the UC1526and the power devices it controls from inadequate supplyvoltage, If +VIN is too low, the circuit disables the outputdrivers and holds the RESET

_______ pin LOW. This prevents

spurious output pulses while the control circuitry is stabi-lizing, and holds the soft-start timing capacitor in a dis-charged state.

The circuit consists of a +1.2V bandgap reference andcomparator circuit which is active when the referencevoltage has risen to 3VBE or +1.8V at 25°C. When the ref-erence voltage rises to approximately +4.4V, the circuitenables the output drivers and releases the RESET

_______ pin,

allowing a normal soft-start. The comparator has 200mVof hysteresis to minimize oscillation at the trip point.When +VIN to the PWM is removed and the referencedrops to +4.2V, the under-voltage circuit pulls RESET

_______

LOW again. The soft-start capacitor is immediately dis-charged, and the PWM is ready for another soft-start cy-cle.

The UC1526 can operate from a +5V supply by connect-ing the VREF pin to the +VIN pin and maintaining the sup-ply between +4.8 and +5.2V.

Soft-Start Circuit

The soft-start circuit protects the power transistors andrectifier diodes from high current surges during powersupply turn-on. When supply voltage is first applied to theUC1526, the under-voltage lockout circuit holds RESET

_______

LOW with Q3. Q1 is turned on, which holds the soft-startcapacitor voltage at zero. The second collector of Q1

clamps the output of the error amplifier to ground, guaran-teeing zero duty cycle at the driver outputs. When thesupply voltage reaches normal operating range, RESET

_______

will go HIGH. Q1 turns off, allowing the internal 100mAcurrent source to charge CS. Q2 clamps the error ampli-fier output to 1VBE above the voltage on CS. As the soft-start voltage ramps up to +5V, the duty cycle of the PWMlinearly increases to whatever value the voltage regula-tion loop requires for an error null.

Digital Control Ports

The three digital control ports of the UC1526 are bi-direc-tional. Each pin can drive TTL and 5V CMOS logic di-rectly, up to a fan-out of 10 low-power Schottky gates.Each pin can also be directly driven by open-collector

Figure 2. Under-Voltage Lockout Schematic

Figure 1. Extending Reference Output Current

Figure 3. Soft-Start Circuit Schematic

4

TTL, open-drain CMOS, and open-collector voltage com-parators; fan-in is equivalent to 1 low-power Schottkygate. Each port is normally HIGH; the pin is pulled LOWto activate the particular function. Driving SYNC

______ LOW in-

itiates a discharge cycle in the oscillator. PullingSHUTDOWN____________

LOW immediately inhibits all PWM outputpulses. Holding RESET

_______ LOW discharges the soft-start

capacitor. The logic threshold is +1.1V at +25°C. Noiseimmunity can be gained at the expense of fan-out with anexternal 2k pull-up resistor to +5V.

Oscillator

The oscillator is programmed for frequency and dead timewith three components: RT, CT and RD. Two waveformsare generated: a sawtooth waveform at pin 10 for pulsewidth modulation, and a logic clock at pin 12. The follow-ing procedure is recommended for choosing timing val-ues:

1. With RD = 0 (pin 11 shorted to ground) select valuesfor RT and CT from Figure 7 to give the desired oscillatorperiod. Remember that the frequency at each driver out-put is half the oscillator frequency, and the frequency atthe +VC terminal is the same as the oscillator frequency.

2. If more dead time is required, select a large value ofRD. At 40kHz dead time increases by 400ns/Ω .

3. Increasing the dead time will cause the oscillator fre-quency to decrease slightly. Go back and decrease thevalue of RT slightly to bring the frequency back to thenominal design value.

The UC1526 can be synchronized to an external logicclock by programming the oscillator to free-run at a fre-quency 10% slower than the sync frequency. A periodicLOW logic pulse approximately 0.5µs wide at the SYNC

______

pin will then lock the oscillator to the external frequency.

Multiple devices can be synchronized together by pro-gramming one master unit for the desired frequency andthen sharing its sawtooth and clock waveforms with theslave units. All CT terminals are connected to the CT pinof the master, and all SYNC

______ terminals are likewise con-

nected to the SYNC______

pin of the master. Slave RT termi-nals are left open or connected to VREF. Slave RD

terminals may be either left open or grounded.

Error Amplifier

The error amplifier is a transconductance design, with anoutput impedance of 2MΩ . Since all voltage gain takesplace at the output pin, the open-loop gain/frequencycharacteristics can be controlled with shunt reactance toground. When compensated for unity-gain stability with100pF, the amplifier has an open-loop pole at 800Hz.

The input connections to the error amplifier are deter-mined by the polarity of the switching supply output volt-age. For positive supplies, the common-mode voltage is+5.0V and the feedback connections in Figure 6A areused. With negative supplies, the common-mode voltageis ground and the feedback divider is connected betweenthe negative output and the +5.0V reference voltage, asshown in Figure 6B.

Output Drivers

The totem-pole output drivers of the UC1526 are de-signed to source and sink 100mA continuously and200mA peak. Loads can be driven either from the outputpins 13 and 16, or from the +VC, as required.

Since the bottom transistor of the totem-pole is allowed tosaturate, there is a momentary conduction path from the+VC terminal to ground during switching. To limit the re-sulting current spikes a small resistor in series with pin 14is always recommended. The resistor value is deter-mined by the driver supply voltage, and should be chosenfor 200mA peak currents.

UC1526UC2526UC3526

Figure 5. Oscillator Connections and Waveforms

Figure 4. Digital Control Port Schematic

APPLICATIONS INFORMATION (cont.)

5

UC1526UC2526UC3526

Figure 6. Error Amplifier Connections

Figure 7. Push-Pull Configuration

Figure 8. Single-Ended Configuration

Figure 9. Driving N-channel Power Mosfets

Oscillation Period

TYPICAL CHARACTERISTICSOscillator Period vs R T and CT

6

Typical Connection

Features• Floating channel designed for bootstrap operation

Fully operational to +500V or +600VTolerant to negative transient voltagedV/dt immune

• Gate drive supply range from 10 to 20V• Undervoltage lockout for both channels• Separate logic supply range from 5 to 20V

Logic and power ground ±5V offset• CMOS Schmitt-triggered inputs with pull-down• Cycle by cycle edge-triggered shutdown logic• Matched propagation delay for both channels• Outputs in phase with inputs

Description The IR2110/IR2113 are high voltage, high speedpower MOSFET and IGBT drivers with independenthigh and low side referenced output channels. Pro-prietary HVIC and latch immune CMOS technologiesenable ruggedized monolithic construction. Logic in-puts are compatible with standard CMOS or LSTTLoutput. The output drivers feature a high pulsecurrent buffer stage designed for minimum drivercross-conduction. Propagation delays are matchedto simplify use in high frequency applications. Thefloating channel can be used to drive an N-channelpower MOSFET or IGBT in the high side configura-tion which operates up to 500 or 600 volts.

Packages

Data Sheet No. PD60147-L

IR2110/IR2113HIGH AND LOW SIDE DRIVER

Product Summary

VOFFSET (IR2110) 500V max. (IR2113) 600V max.

IO+/- 2A / 2A

VOUT 10 - 20V

ton/off (typ.) 120 & 94 ns

Delay Matching 10 ns

HIN

up to 500V

TOLOAD

VDD VB

VS

HO

LO

COM

HIN

LIN

VSS

SD

VCCLIN

VDD

SD

VSS

VCC

or 600V

14 Lead PDIPw/o Lead 4

IR2110-1/IR2113-1

14 Lead PDIPIR2110/IR2113

16 Lead SOICIR2110S/IR2113S

16 Lead PDIPw/o leads 4 & 5

IR2110-2/IR2113-2

www.irf.com 1

2

IR2110/IR2113

www.irf.com

Symbol Definition Min. Max. UnitsVB High side floating supply voltage (IR2110) -0.3 525

(IR2113) -0.3 625

VS High side floating supply offset voltage VB - 25 VB + 0.3

VHO High side floating output voltage VS - 0.3 VB + 0.3

VCC Low side fixed supply voltage -0.3 25

VLO Low side output voltage -0.3 VCC + 0.3

VDD Logic supply voltage -0.3 VSS + 25

VSS Logic supply offset voltage VCC - 25 VCC + 0.3

VIN Logic input voltage (HIN, LIN & SD) VSS - 0.3 VDD + 0.3

dVs/dt Allowable offset supply voltage transient (figure 2) — 50 V/ns

PD Package power dissipation @ TA ≤ +25°C (14 lead DIP) — 1.6

(14 lead DIP w/o lead 4) — 1.5

(16 lead DIP w/o leads 4 & 5) — 1.6

(16 lead SOIC) — 1.25

RTHJA Thermal resistance, junction to ambient (14 lead DIP) — 75

(14 lead DIP w/o lead 4) — 85

(16 lead DIP w/o leads 4 & 5) — 75

(16lLead SOIC) — 100

TJ Junction temperature — 150

TS Storage temperature -55 150 °C

TL Lead temperature (soldering, 10 seconds) — 300

Symbol Definition Min. Max. UnitsVB High side floating supply absolute voltage VS + 10 VS + 20

VS High side floating supply offset voltage (IR2110) Note 1 500

(IR2113) Note 1 600

VHO High side floating output voltage VS VB

VCC Low side fixed supply voltage 10 20

VLO Low side output voltage 0 VCC

VDD Logic supply voltage VSS + 4.5 VSS + 20

VSS Logic supply offset voltage -5 5

VIN Logic input voltage (HIN, LIN & SD) VSS VDD

TA Ambient temperature -40 125 °C

Absolute Maximum RatingsAbsolute maximum ratings indicate sustained limits beyond which damage to the device may occur. All voltage param-eters are absolute voltages referenced to COM. The thermal resistance and power dissipation ratings are measuredunder board mounted and still air conditions. Additional information is shown in Figures 28 through 35.

Recommended Operating ConditionsThe input/output logic timing diagram is shown in figure 1. For proper operation the device should be used within therecommended conditions. The VS and VSS offset ratings are tested with all supplies biased at 15V differential. Typicalratings at other bias conditions are shown in figures 36 and 37.

Note 1: Logic operational for VS of -4 to +500V. Logic state held for VS of -4V to -VBS.

°C/W

W

V

V

3

IR2110/IR2113

www.irf.com

Symbol Definition Figure Min. Typ. Max. Units Test ConditionsVIH Logic “1” input voltage 12 9.5 — —

VIL Logic “0” input voltage 13 — — 6.0

VOH High level output voltage, VBIAS - VO 14 — — 1.2 IO = 0A

VOL Low level output voltage, VO 15 — — 0.1 IO = 0A

ILK Offset supply leakage current 16 — — 50 VB=VS = 500V/600V

IQBS Quiescent VBS supply current 17 — 125 230 VIN = 0V or VDD

IQCC Quiescent VCC supply current 18 — 180 340 VIN = 0V or VDD

IQDD Quiescent VDD supply current 19 — 15 30 VIN = 0V or VDD

IIN+ Logic “1” input bias current 20 — 20 40 VIN = VDD

IIN- Logic “0” input bias current 21 — — 1.0 VIN = 0V

VBSUV+ VBS supply undervoltage positive going 22 7.5 8.6 9.7threshold

VBSUV- VBS supply undervoltage negative going 23 7.0 8.2 9.4threshold

VCCUV+ VCC supply undervoltage positive going 24 7.4 8.5 9.6threshold

VCCUV- VCC supply undervoltage negative going 25 7.0 8.2 9.4threshold

IO+ Output high short circuit pulsed current 26 2.0 2.5 — VO = 0V, VIN = VDDPW ≤ 10 µs

IO- Output low short circuit pulsed current 27 2.0 2.5 — VO = 15V, VIN = 0VPW ≤ 10 µs

Static Electrical CharacteristicsVBIAS (VCC, VBS, VDD) = 15V, TA = 25°C and VSS = COM unless otherwise specified. The VIN, VTH and IIN parametersare referenced to VSS and are applicable to all three logic input leads: HIN, LIN and SD. The VO and IO parameters arereferenced to COM and are applicable to the respective output leads: HO or LO.

V

µA

V

A

Symbol Definition Figure Min. Typ. Max. Units Test Conditionston Turn-on propagation delay 7 — 120 150 VS = 0V

toff Turn-off propagation delay 8 — 94 125 VS = 500V/600V

tsd Shutdown propagation delay 9 — 110 140 VS = 500V/600V

tr Turn-on rise time 10 — 25 35

tf Turn-off fall time 11 — 17 25

MT Delay matching, HS & LS turn-on/off — — — 10 Figure 5

ns

Dynamic Electrical CharacteristicsVBIAS (VCC, VBS, VDD) = 15V, CL = 1000 pF, TA = 25°C and VSS = COM unless otherwise specified. The dynamicelectrical characteristics are measured using the test circuit shown in Figure 3.

4

IR2110/IR2113

www.irf.com

HIN Logic input for high side gate driver output (HO), in phase

SD Logic input for shutdown

LIN Logic input for low side gate driver output (LO), in phase

VSS Logic ground

VB High side floating supply

HO High side gate drive output

VS High side floating supply return

VCC Low side supply

LO Low side gate drive output

COM Low side return

Functional Block Diagram

Lead DefinitionsSymbol Description

VDD Logic supply

14 Lead PDIP 14 Lead PDIP w/o Lead 4 16 Lead PDIP w/o Leads 4 & 5 16 Lead SOIC (Wide Body)

IR2110/IR2113 IR2110-1/IR2113-1 IR2110-2/IR2113-2 IR2110S/IR2113SPart Number

VB

SD

LIN

VDD

PULSEGEN

RS

Q

VSS

UVDETECT

DELAY

HVLEVELSHIFT

VCC

PULSEFILTER

UVDETECT

VDD/VCCLEVELSHIFT

VDD/VCCLEVELSHIFT

LO

VS

COM

RS

QR

S

R Q

HIN

HO

Lead Assignments

STP75NE75STP75NE75FP

N - CHANNEL 75V - 0.01Ω - 75A TO-220/TO-220FPSTripFET POWER MOSFET

TYPICAL RDS(on) = 0.01 Ω EXCEPTIONAL dv/dt CAPABILITY 100% AVALANCHE TESTED APPLICATION ORIENTED

CHARACTERIZATION

DESCRIPTIONThis Power MOSFET is the latest development ofSTMicroelectronics unique ”Single FeatureSize ” strip-based process. The resulting transi-stor shows extremely high packing density for lowon-resistance, rugged avalanche characteristicsand less critical alignment steps therefore a re-markable manufacturing reproducibility.

APPLICATIONS SOLENOID AND RELAY DRIVERS DC MOTOR CONTROL, AUDIO AMPLIFIERS DC-DC CONVERTERS AUTOMOTIVE ENVIRONMENT

INTERNAL SCHEMATIC DIAGRAM

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS

Symbol Parameter Value Unit

STP75NE75 STP75NE75FP

VDS Drain-source Voltage (VGS = 0) 75 V

VDGR Drain- gate Voltage (RGS = 20 kΩ) 75 V

VGS Gate-source Voltage ± 20 V

ID Drain Current (continuous) at Tc = 25 oC 75 40 A

ID Drain Current (continuous) at Tc = 100 oC 53 28 A

IDM(• ) Drain Current (pulsed) 300 160 A

Ptot Total Dissipation at Tc = 25 oC 160 50 W

Derating Factor 1.06 0.37 W/oC

VISO Insulation Withstand Voltage (DC) 2000 V

dv/dt Peak Diode Recovery voltage slope 7 V/ns

Ts tg Storage Temperature -65 to 175 oC

Tj Max. Operating Junction Temperature 175 oC(• ) Pulse width limited by safe operating area ( 1) ISD ≤75 A, di/dt ≤ 300 A/µs, VDD ≤ V(BR)DSS, Tj ≤ TJMAX

TYPE VDSS RDS(on) ID

STP75NE75STP75NE75FP

75 V75 V

< 0.013 Ω< 0.013 Ω

75 A40 A

May 1999

TO-220 TO-220FP

12

3

12

3

1/9

THERMAL DATA

TO-220 TO-220FP

Rthj -case Thermal Resistance Junction-case Max 0.94 2.7 oC/W

Rthj -amb

Rthc-sink

T l

Thermal Resistance Junction-ambient MaxThermal Resistance Case-sink TypMaximum Lead Temperature For Soldering Purpose

62.50.5300

oC/WoC/W

oC

AVALANCHE CHARACTERISTICS

Symbol Parameter Max Value Unit

IAR Avalanche Current, Repetitive or Not-Repetitive(pulse width limited by Tj max)

75 A

EAS Single Pulse Avalanche Energy(starting Tj = 25 oC, ID = IAR, VDD = 30V)

200 mJ

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (Tcase = 25 oC unless otherwise specified)OFF

Symbol Parameter Test Condit ions Min. Typ. Max. Unit

V(BR)DSS Drain-sourceBreakdown Voltage

ID = 250 µA VGS = 0 75 V

IDSS Zero Gate VoltageDrain Current (VGS = 0)

VDS = Max RatingVDS = Max Rating Tc = 125 oC

110

µAµA

IGSS Gate-body LeakageCurrent (VDS = 0)

VGS = ± 20 V ± 100 nA

ON (∗)


VGS(th) Gate Threshold Voltage VDS = VGS ID = 250 µA 2 3 4 V

RDS(on) Static Drain-source OnResistance

VGS = 10V ID = 37.5 A 0.01 0.013 Ω

ID(o n) On State Drain Current VDS > ID(o n) x RDS(on )max

VGS = 10 V75 A

DYNAMIC


gfs (∗) ForwardTransconductance

VDS > ID(o n) x RDS(on )max ID =37.5 A 40 S

Ciss

Cos s

Crss

Input CapacitanceOutput CapacitanceReverse TransferCapacitance

VDS = 25 V f = 1 MHz VGS = 0 5300850310

pFpFpF

STP75NE75/FP

2/9

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)SWITCHING ON


td(on)

tr

Turn-on Delay TimeRise Time

VDD = 40 V ID = 40 ARG = 4.7 Ω VGS = 10 V(Resistive Load, see fig. 3)

32130

nsns

Qg

Qgs

Qgd

Total Gate ChargeGate-Source ChargeGate-Drain Charge

VDD = 60 V ID = 75 A VGS = 10 V 1503062

200 nCnCnC

SWITCHING OFF


td(of f)

tf

Turn-off Delay TimeFall Time

VDD = 40 V ID = 40 ARG = 4.7 Ω VGS = 10 V(Resistive Load, see fig. 3)

15045

nsns

tr (Voff)

tf

tc

Off-voltage Rise TimeFall TimeCross-over Time

Vclamp = 60 V ID = 75 ARG = 4.7 Ω VGS = 4.5 V(Induct ive Load, see fig. 5)

3560

100

nsnsns

SOURCE DRAIN DIODE


ISD

ISDM (• )Source-drain CurrentSource-drain Current(pulsed)

43170

AA

VSD (∗) Forward On Voltage ISD = 75 A VGS = 0 1.5 V

trr

Qrr

IRRM

Reverse RecoveryTimeReverse RecoveryChargeReverse RecoveryCurrent

ISD = 75 A di/dt = 100 A/µsVDD = 30 V Tj = 150 oC(see test circuit, f ig. 5)

130

0.6

9

ns

µC

A

(∗) Pulsed: Pulse duration = 300 µs, duty cycle 1.5 %(• ) Pulse width limited by safe operating area

Safe Operating Area for TO-220 Safe Operating Area for TO-220FP

STP75NE75/FP

3/9

Thermal Impedance for TO-220

Output Characteristics

Transconductance

Thermal Impedance forTO-220FP

Transfer Characteristics

Static Drain-source On Resistance

STP75NE75/FP

4/9

LM723

HIGH PRECISION VOLTAGE REGULATOR

September 1998

INPUT VOLTAGE UP TO 40V OUTPUT VOLTAGE ADJUSTABLE FROM 2

TO 37V POSITIVE OR NEGATIVE SUPPLY

OPERATION SERIES, SHUNT, SWITCHING OR

FLOATING OPERATION OUTPUT CURRENT TO 150mA WITHOUT

EXTERNAL PASS TRANSISTOR ADJUSTABLE CURRENT LIMITING

DESCRIPTION

The LM723 is a monolithic integratedprogrammable voltage regulator, assembled in14-lead dual in-line plastic and SO-14micropackage. The circuit provides internalcurrent limiting. When the output current excedes150mA an external NPN or PNP pass elementmay be used. Provisions are made for adjustablecurrent limiting and remote shut-down.

BLOCK DIAGRAM

Plastic DIP-14 SO-14

1/12

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGSSymbol Parameter Value Unit

LM723 LM723C

Vi DC Input Voltage 40 40 V

∆Vi-o Dropout Voltage 40 40 V

Io Output Current 150 150 mA

Iref Current from Vref 15 25 mA

To p Operating Temperature -55 to 125 0 to 70 oC

Tstg Storage Temperature -65 to 150 -65 to 150 oC

Tj Junction Temperature 150 125 oC

PIN CONNECTION (top views)

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGSSymbol Parameter Plastic DIP-14 SO-14 Unit

Rthj-a mb Thermal Resistance Junction-Ambient Max 200 160 oC/W

TEST CIRCUIT (pin configuration relative to the plastic package)

Vi = 12VVo = 5VIo = 1mAR1/R2 ≤ 10KΩ

ORDER CODESType Plastic DIP-14 SO-14

LM723LM723C

LM723NLM723CN LM723CD

LM723

2/12

ELECTRICAL CHARACTERISTICS FOR LM723C (refer to the test circuits, Tamb = 25 oC,unless otherwise specified)Symbol Parameter Test Conditions Min. Typ. Max. Unit

∆Vo/∆Vi Line Regulation Vi = 12 to 15VVi = 12 to 40VVi = 12 to 15V 0oC ≤ Tamb ≤ 70oC

0.010.1

0.10.50.3

%%%

∆Vo/Vo Load Regulation Io = 1 to 50 mAIo = 1 to 10 mA 0oC ≤ Tamb ≤ 70oC

0.03 0.20.6

%%

VREF Reference Voltage Iref = 160 µA 6.8 7.15 7.5 V

SVR Supply Voltage Rejection f = 100 Hz to 10 KHz Cref = 0f = 100 Hz to 10 KHz Cref = 5 µF

7486

dBdB

∆Vo/∆T Output Voltage Drift 150 ppm/oC

Isc Output Current Limit Rsc = 10Ω Vo = 0 65 mA

Vi Input Voltage Range 9.5 40 V

Vo Output Voltage Range 2 37 V

Vo-Vi 3 38 V

Id Quiescent Current Vi = 30 V Io = 0 mA 2.3 4 mA

KVH Long Term Stability 0.1 %/1000hrs

eN Output Noise Voltage BW = 100 Hz to 10 KHz Cref = 0BW = 100 Hz to 10 KHz Cref = 5 µF

202.5

µVµV

ELECTRICAL CHARACTERISTICS FOR LM723 (refer to the test circuits, Tamb = 25 oC,unless otherwise specified)Symbol Parameter Test Conditions Min. Typ. Max. Unit

∆Vo/∆Vi Line Regulation Vi = 12 to 15VVi = 12 to 40VVi = 12 to 15V -55oC ≤ Tamb ≤ 125oC

0.010.02

0.10.20.3

%%%

∆Vo/Vo Load Regulation Io = 1 to 50 mAIo = 1 to 10 mA -55oC ≤ Tamb ≤ 125oC

0.03 0.150.6

%%

VREF Reference Voltage Iref = 160 µA 6.95 7.15 7.35 V

SVR Supply Voltage Rejection f = 100 Hz to 10 KHz Cref = 0f = 100 Hz to 10 KHz Cref = 5 µF

7486

dBdB

∆Vo/∆T Output Voltage Drift 150 ppm/oC

Isc Output Current Limit Rsc = 10Ω Vo = 0 65 mA

Vi Input Voltage Range 9.5 40 V

Vo Output Voltage Range 2 37 V

Vo-Vi 3 38 V

Id Quiescent Current Vi = 30 V Io = 0 mA 2.3 5 mA

KVH Long Term Stability 0.1 %/1000hrs

eN Output Noise Voltage BW = 100 Hz to 10 KHz Cref = 0BW = 100 Hz to 10 KHz Cref = 5 µF

202.5

µVµV

LM723

3/12

Figure 3 : Current Limiting Characteristics vs.Junction Temperature.

Figure 4 : Load Regulation Characteristicswithout Current Limiting.

Figure 5 : Load Regulation Characteristics withCurrent Limiting.

Figure 6 : Load Regulation Characteristics withCurrent Limiting

Figure 1 : Maximum Output Current vs. VoltageDrop.

Figure 2 : Current Limiting Characteristics.

LM723

4/12

Figure 9 : Quiescent Drain Current vs. InputVoltage.

Figure 10 : Line Transient Response.

Figure 11 : Load Transient Response. Figure 12 : Output Impedance vs. Frequency.

Figure 7 : Line Regulation vs. Voltage Drop. Figure 8 : Load Regulation vs. Voltage Drop.

LM723

5/12

TABLE 1: Resistor Values (KΩ) for standard Output VoltagesOutputVoltage

Applicable Figures Fixed Output ± 5% Output Adjustable ± 10% *

R1 R2 R1 P1 R2

+3 13, 16, 17, 18, 21, 23 4.12 3.01 1.8 0.5 1.2

+5 13, 16, 17, 18, 21, 23 2.15 4.99 0.75 0.5 2.2

+6 13, 16, 17, 18, 21, 23 1.15 6.04 0.5 0.5 2.7

+9 14, 16, 17, 18, 21, 23 1.87 7.15 0.75 1 2.7

+12 14, 16, 17, 18, 21, 23 4.87 7.15 2 1 3

+15 14, 16, 17, 18, 21, 23 7.87 7.15 3.3 1 3

+28 14, 16, 17, 18, 21, 23 21 7.15 5.6 1 2

+45 19 3.57 48.7 2.2 10 39

+75 19 3.57 78.7 2.2 10 68

+100 19 3.57 102 2.2 10 91

+250 19 3.57 255 2.2 10 240

-6** 15 3.57 2.43 1.2 0.5 0.75

-9 15 3.48 5.36 1.2 0.5 2

-12 15 3.57 8.45 1.2 0.5 3.3

-15 15 3.65 11.5 1.2 0.5 4.3

-28 15 3.57 24.3 1.2 0.5 10

-45 20 3.57 21.2 2.2 10 33

-100 20 3.57 97.6 2.2 10 91

-250 20 3.57 249 2.2 10 240Note:* Replace R1/R2 divider with the circuit of fig24.** V+ must be connected to a +3V or greater supply.

TABLE 2: Formulae for Intermediate Output VoltagesOutputs from +2 to +7V

Fig.13, 16, 17, 18, 21, 23

VO = [Vref xR2

R1 + R2]

Outputs from +4 to +250VFig.19

VO =

Vref

2x

R2 − R1

R1

; R3 = R4

Current Limiting

ILIMIT =VSENSE

Rsc

Outputs from +7 to +37VFig.14, 16, 17, 18, 21, 23

VO = [Vref xR1 + R2

R2]

Outputs from -6 to -250VFig.15, 20

VO =

Vref

2x

R1 + R2

R1

; R3 = R4

Foldback Current Limiting

IKNEE =

VO R3

Rsc R4x

VSENSE (R3 + R4)

Rsc R4

ISHORT CKT =

VSENSE

Rscx

R3 + R4

R4

LM723

6/12

APPLICATION INFORMATION (pin numbers relative to the plastic package).

Figure 13 : Basic Low Voltage Regulator(Vo = 2 to 7V).

Figure 14 : Basic High Voltage Regulator(Vo = 7 to 37V).

Note; R3 =R1 × R2

R1 + R2for minimum temperature drift.

R3 may be eliminated for minimum component count.Typical performanceRegulated Output Voltage.......................... ................. .........5VLine Regulation (∆Vi = 3V) ......................... ................. ...0.5mVLoad Regulation (∆IO = 50mA)................... ................. ... 1.5mV

Note; R3 =R1 × R2

R1 + R2for minimum temperature drift.

R3 may be eliminated for minimum component count.Typical performanceRegulated Output Voltage......................... ................. ........15VLine Regulation (∆Vi = 3V).............. ................. .............. 1.5mVLoad Regulation (∆IO = 50mA).................. ................. .... 4.5mV

Figure 15 : Negative Voltage Regulator. Figure 16 : Positive Voltage Regulator (external

Typical performanceRegulated Output Voltage .................... ............... ...............15VLine Regulation (∆Vi = 3V)............. ................. ................. ..1mVLoad Regulation (∆IO = 100mA) ..................... ................. ..2mV

Typical performanceRegulated Output Voltage............... ................. ............... + 15VLine Regulation (∆Vi = 3V)........................ ................. ....1.5mVLoad Regulation (∆IO = 1A)............. ................. ............... 15mV

LM723

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APPLICATION INFORMATION (continued).

Figure 17 : Positive Voltage Regulator (ExternalPNP Pass Transistor)

Figure 18 : Foldback current limiting

Typical performanceRegulated Output Voltage.......................... ................. .........5VLine Regulation (∆Vi = 3V) ......................... ................. ...0.5mVLoad Regulation (∆IO = 1 A) .................. ............... ..........1.5mV

Typical performanceRegulated Output Voltage......................... ................. .........5 VLine Regulation (∆Vi = 3V).............. ................. .............. 0.5mVLoad Regulation (∆IO = 10mA).................. ................. ....... 1mVCurrent Limit Knee..................... ............... ................. ....20 mA

Figure 19 : Positive Floating Regulator Figure 20 : Negative Floating Regulator

Typical performanceRegulated Output Voltage .................... ............... ............100 VLine Regulation (∆Vi = 20V)............................ ............... 15 mVLoad Regulation (∆IO = 50mA) ....................... ............ ... 20 mV

Typical performanceRegulated Output Voltage............... ................. ............ - 100 VLine Regulation (∆Vi = 20V)...................... ................. ....30 mVLoad Regulation (∆IO = 100 mA)............... ................. .... 20 mV

LM723

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APPLICATION INFORMATION (continued).

Figure 21 : Positive Switching Regulator Figure 22 : Remote Shutdown Regulator WithCurrent Limiting

Typical performanceRegulated Output Voltage.......................... ................. ........5 VLine Regulation (∆Vi = 30 V) ........................... ............... 10 mVLoad Regulation (∆IO = 2 A) .................. ............... ..........80 mV

Note: current limi t transistor may be used for shutdown ifcurrent limiting is not required.

Typical performanceRegulated Output Voltage......................... ................. .........5 VLine Regulation (∆Vi = 3 V) ....................... ................. ... 0.5 mVLoad Regulation (∆IO = 50 mA)............ ................. ........ 1.5 mV

Figure 23 : Shunt Regulator. Figure 24 : Output Voltage Adjust

Typical performanceRegulated Output Voltage .................... ............... ................5 VLine Regulation (∆Vi = 10 V)................. ............... .............2 mVLoad Regulation (∆IO = 100 mA) ............... ................. ......5 mV

LM723

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Convertidor Reductor Con Rectificacion Sincrona

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