9 3 0 0 0 3

SJ3.P. S.E.I.T. D.G.I.T.

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACION Y- DESARROLLO TECNOLOGICO

DISENO Y CONSTRUCCION DE UN SISTEMA DE ADQUlSlClON Y PROCESAMIENTO DE DATOS PARA REFLECTOMETRIA OPTICA

EN EL DOMINIO DEL TIEMPO b'* 6, 0 Y C i Q

T E S I a P A R A O B T E N E R E L G R A D O D E :

MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERIA ELECTRONICA P R E S E N T A :

EWALD FRITSCHE RAMIREZ

CENTRO DE MFORMAC~)W C E N i D E T

CUERNAVACA, MORELOS 1993

. . . . . . . 'I 'I

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8 . E. P.

SISTEMA NACIONAL DE INSTITUTOS TECNOL~GICOS

CENTRO NACIONAL DE INVEBTIGACI~N Y DESARROLLO TECNOL~QICO

ACADEMIA DE LA MAESTRÍA DE ELECTR~NICA

FORMA R10

ACEPTACI~N DEL TRABAJO DE TESIS

cuernavaca Mor. , a x d e FEBRERO 1993

C . M en C María Helguera Martínez Jefe de la Maestría de Electrónica, CEN I DET

Después de haber revisado el Trabajo de Tesis titulado: ' I DISENO Y CONSTRUCCION DE UN SISTEMA DE ADOUISICION Y

PROCESAMIENTO DF DATOS PARA REFIFCTOMFTRIA OPT1i.A FN FI DFI TIFMPO "

Elaborado por el alumno FWAl D FRIT-RF7 I

y dirigida por el C . M.C. GIJIILLMUAW n 1 ~ 7 , el trabajo presentado se ACEPTA.

tenf fa mente

C. M.C. JOAQU Coordinador d&ia Comisión Revisora. I

1 ccp. M'en I Carlos E. Ramírez V. - Presidente de la Academia.

C. M.C. GUILLERMO CAHUE DIAZ - Director de la Tesis. FWAl F R T T S C H E R F 7 - Alumno tesista.

Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico

Cuernavaca, Mor., a 22 de febrero de 1993.

ING. EWALD FRITSCHE RAMIREZ CANDIDATO AL GRADO DE MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIERIA ELECTRONICA P R E S E N T E

Después de haber sometido a revisi6n su trabajo final de tesis titulado:

" DISENO Y CONSTRUCCION DE UN SISTEMA DE ADQUISICION Y PROCESAMIENTO DE DATOS PARA REFLECTOMETRIA OPTICA EN EL, DOMINIO DEL TIEMPO "

Y habiendo cumplido con todas las indicaciones que'el Jurado Revisor de Tesis le hizo, se le comunica que se le concede autorización para que proceda a la impresión de l a misma, como requisito para la obtención del grado.

A t e n t a m e n t e

ELGUERA MARTINEZ PARTAMENTO DE

' , ."€.NoaNQ;~kIA ELECTRONICA. .k.,:..,";>

. , , . I . . . .

Irbs

Interior Internado Palmira S/N C.P. 62490 Apartado Postal 5-164. C.P. 62050 Cuernavaca. Mor. México

Tels.: (73) 18 77 41 y (73) 12 76 13 cenidet /

A MIS PADRES, HERMANOS Y

AMIGOS

AGRADEZCO

AL CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACION Y DESARROLLO TECNOLOGICO ( C E N I D E T )

AL CONSEJO NACIONAL DE CIENCIA Y TECNOLOGIA ( C O N A C Y T )

AL INSTITUTO DE INVESTIGACIONES ELECTRICAS ( I I E )

AL PERSONAL DEL DEPARTAMENTO DE COMUNICACIONES DEL IIE

AL Pis. M RTlN SANTOS DOMINGUEZ, AL Dr. FERNANDO MARTINEZ PINON y P en C. GUILLERMO CAHUE DIAZ. POR EL APOYO BRINDADO PARA LA REALIZACION DE ESTE TRABAJO

Contenido

1 Introducción .

2 ' Reflectometría óptica en el dominio del tiempo . 2.1 Fibras ópticas . . . . . . . . . . . . . . .

. . . . . . 2.2.1 Reflexión interna total . ; . . . . . . . 2.2.2 Angulo de aceptación . . . . . . . . . . 2.2.3 Apertura numérica . . . . . . . . . .

2.3 Atenuación y dispersión . . . . . . . . . . . . 2.3.1 Pérdidas por absorción del material . . . . 2.3.1 Pérdidas por dispersión . . . . . . . . 2.3.3 Radiación por curvaturas . . . . . . . . . .

2.2 Principio de .operación de' las fibras ópticas

2.4 Retrodispersidn en fibras ópticas . . . . . . . . 2.4.1 Formación de la retrodispersi6n Rayleigh . . 2.4.2 Cálculo de la señal de retrodispersión . . . .

2.5 Reflectometría óptica en el dominio del tiempo . . 2 5 . 1 Principio de operación . . . . . . . . . 2.5.2 Características de la señal de retrodispersión ..

. . . . . . . . 5

. . . . . . . . 7

. . . . . . . . . 7

. . . . . . . . . 8

. . . . . . . ~ . 9

. . . . . . . . . 10

. . . . . . . . 1 1

. . . . . . . . 11

. . . . . . . . . 12

. . . . . . . . 13

. . . . . . . . 13

. . . . . . . . . 14

. . . . . . . . 16

. . . . . . . . 17

. . . . . . . . 18

I

3 Descripción de un reflectómetro óptico . 3.1 Diagrama general . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 3.2 Sistema óptico . . . . . . . . ' . . . . . . . . . . . . . . . . 22

3.2.1 Transmisor.óptico. . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 3.2.2 Acoplador óptico . . . . . . . . . . . . . . . : . . . 27 .3. 2.3 Detector óptico y amplificador . . . . . . . . . . . . . . . . 28

3.3 Sistema de adquisición y procesamiento de datos . . . . . . . . . . . . . 29 3.3.1 Promedio de datos . . . . . . . . : . . . . . . . . . 29

3.4 Interfaz de comunicación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.5 Equipos comerciales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 1

4 ' Diseño y construcción del sistema.de adquisición y promediador de datos . . .

. . 4.'1 Mecanismo de adquisición y promedio . . . . 4.2 Sistema de adquisición con'promedio de datos . . . 4.3 Lfnea de retardo y Convertidor A/D . . . . . . 4:4 Sumador y memoria . . . . . . . . . . . .

4.4.1 División por corrimiento para promediar . 4.4.2 Tiempo de adquisición . . . . . . . . 4.4.3 Reducción del nivel de ruido . . . . . .

. 4.5 Control de adquisición . . . . . . . . . . . 4.5.1 Muestre0 de 10 Mmps a 100 Mmps . . .

4.6 Registros de control . . . . . . . . . . . . . . 4.1 Interfaz a PC . . . . . . . . . . . . . . 4.8 Caracterfsticas del sistema de adquisición de datos . 4.9 Programación del sistema . . . . . . . . . .

. .

. . . . . .

. . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . . . .

. . . . .

. . . . .

. .34

. .35

. .37

. .40

. .43

. .44

. .46

. .47

. .52

. .55

. .57

. .61

. .61

5 Pruebas de caracterización y resultados . 5.1 Montaje del sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68 5.2 Pruebas internas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68 5.3 Pruebas globales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73

5.3.1 Linealidad y calibración . . . . . . . . . . . . . . . . 74 5.3.2 Promedio de datos . . . . . . . . . . . 2 . . . . . . 75 5.3.3 Digitalización a alta velocidad . . . . . . . . . . . . . . 79

I1

6 Aplicaciones potenciales .

6.1 Ecografía acústica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88 Detección de fallas en materiales . . . . . . . . . . . . . 89

6.1.2 Medición de espesores . . . . . . . . . . . . . . . . . 89 6.1.3 Radar y Sonar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90

6.2 Sensores distribuidos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90 6.2.1 Sensado extrínseco . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90 6.2.2 Sensado intrínseco . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 91 6.2i3 Sensado por luz poiarizada . . . . . . . . . . . . . . . . 92 6.2.4 Medición de temperatura . . . . . . . . . . . . . . . . 93

6.3 Radar óptico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

6.1.1

7 Conclusiones . Bibliografía y Referencias . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99 Apéndice A Hojas de datos técnicos . . . . . . . . . . . . . . . . . 101 Apéndice B Lista de componentes y Lista de equipo de prueba . . . . . . . . 111 Apéndice C Teorema de muestre0 de Nyquist . . . . . . . . . . . . . . 115 Apéndice D Ruido de digitalización . . . . . . . . . . . . . . . . . . 121

Capítulo 1

Introducción

Con el desarrollo de los sistemas de comunicación por fibras ópticas, se ha presentado la necesidad de construir instrumentos de medición, para el apoyo en la caracterización y localización de fallas de los enlaces. Entre estos instrumentos tenemos:

- Analizador de espectro óptico. - Medidor de potencia óptica. - Reflectómetro óptico en el dominio del tiempo (OTDR). - Osciloscopio para señales ópticas.

De los instrumentos anteriores se tiene especial interés por el OTDR, este instrumento es de gran utilidad en la caracterización de enlaces de fibra óptica. El uso principal del OTDR es en la medición de atenuación en fibras ópticas. Además, por su principio de funcionamiento permite localizar fallas y fracturas a lo largo de la fibra óptica.

;

l - l

LiJ SONAR ~ ) ) ~ ~ ~ ( ( ~ A OBJETO

S E ~ L S E ~ L - REFERENCIA REFLEJADA

I S E h L OPTICA RETRODISPERSADA -------

SENAL OPTICA FIERA DE REFERENCIA OPTICA

m- Figura 1.1. Sistemas de reflexión acústico, electromagnético y óptico.

El potencial de este equipo se encuentra en sus aplicaciones: En la red de telefonía para la instalación y puesta en servicio de los enlaces. En el sector eléctrico, puede ser utilizado para el monitoreo de temperatura y presión en las centrales termoeléctricas y en el monitorw de radiación atómica en centrales nuclweléctricas. En el caso de la distribución de energía eléctrica, un equipo de reflectometría puede ser usado para medir corrientes y voltajes.

Una aplicación del equipo OTDR se puede observar en la figura 1.2. donde se muestra el rompimiento de un enlace de comunicación óptico por una máquina excavadora. Es difícil determinar la ubicación de la ruptura en forma inmediata. Sin embargo, con un OTDR se puede local ¡ ¡ la ruptura en segundos.

El objetivo del trabajo de tesis, es el desarrollo de un sistema de adquisición de datos, para la captura y procesamiento de señales de reflectometrla óptica en el dominio del tiempo. Este sistema representa la sección de adquisición de datos de un instrumento OTDR. Su desarrollo surge como necesidad de incursionar en el campo de la reflectometrfa óptica y de los sensores distribuidos u t i l i d o fibras ópticas. El trabajo es parte del proyecto de infraestructura del Departamento de Comunicaciones del Instituto de Investigaciones Eléctricas, titulado "Desarrollo de Sensores Opticos para el sector Eléctrico".

4 capw 1

El contenido de ésta tesis está organizado en siete capítulos. los cuáles se describen a continuación:

En el capftulo dos, se presentan conceptos básicos sobre las fibras ópticas, el fenómeno de retrodispersión y el principio de operación de la técnica de reflectometrfa óptica.

.. El capítulo tres muestra una descripción a bloques de un instrumento OTDR, las partes que

lo componen y las caracterfsticas que identifican al equipo.

El capítulo cuatro presenta el desarrollo práctico del diseño del sistema de adquisición y procesamiento de datos.

El capítulo cinco muestra las pruebas realizadas al sistema de adquisición, pruebas de funcionamiento interno y global.

El capítulo seis muestra una serie de aplicaciones del sistema de adquisición en áreas como: Ecografía acústica y reflectometrfa óptica (Sensores ópticos).

Finalmente, el capftulo siete presenta las conclusiones del desarrollo del trabajo.

Capítulo 2

Reflectometría Optica en el Dominio del Tiempo

En este capftulo se describen los conceptos básicos sobre las fibras ópticas, el fenómeno de la retrodispersión en las fibras, y la teorla del funcionamiento de la técnica de reflectometría óptica.

2.1 FIBRAS OPTICAS.

Las fibras ópticas usadas en comunicaciones sbn guías de onda hechas de material dieléctrico transparente, su función es guiar la luz visible o infrarroja sobre una gran distancia. La fibra óptica consiste de un cilindro o núcleo de vidrio y una cubierta de menor índice de refracción, llamada revestimiento. (ver fig. 2.1).

Las fibras 6pticas se clasifican en términos del perfil del fndice de refracción del núcleo, y del número de modos de propagación de la luz en la guía (monomodo y multimodo) [2]. La fibra de fndice escalonado, tiene un niícleo (hecho típicamente de vidrio de alta pureza SiO, o vidrio multicomponentes), que presenta un fndice de refracción uniforme n, (ver fig. 2.23. La fibra de índice gradual tiene un núcleo con fndice no uniforme, que decrece gradualmente del centro hacia la superficie núcleo-revestimiento.

6 cí?ptn4lo 2

REVESTIMIENTO a- NUCLEO

Figura 2.1. Fibra óptica mastrando el núcleo y revestimiento.

En la figura 2.2 se muestra la clasificación de las fibras ópticas comdnrnente usadas en telecomunicaciones.

Iíndic) refracción nlZl,46 - a: %=nl (I- A)

- L - AZ0.002 I

A

revestimiento AZO002

(4 n Z i o

Figura 2.2. Clasificaci6n de las fibras 6pticas.

cap[tulo 2

2.2 PRINCIPIO DE OPERACION DE LAS FIBRAS.

'I

2.2.1 REFLEXION INTERNA TOTAL.

Para comprender el principio de operaci6n de las fibras ópticas es necesario considerar.el término "índice de refracci6n n". El índice de refracción es la relación que guarda la velocidad de la Iw en el vacío con la velocidad de la luz en algrín otro medio, dado por la ecuación 2.1.

donde G=Velocidad de la luz en el espacio vacío. C =Velocidad de la luz en el medio.

Cuando u n rayo de ilk incide sobre la superficie de contacto entre dos medios de diferente índice de refracción, ocurre . . el fenómeno de refracción .. (ver fig. 2.3a). En esta figura se observa que, el Angulo & del rayo de,salida es mayor al . . ángulo del rayo incidente, y una porci6n . . de1 rayo. .~ . . incidente regresa al mismo medio. La relación de los ángulos y &, es dado por . . la'eniaci6n'2.2..

~

(2.2)

REFLEXION MAYOR ' N o l ~ E i ? N A " 1 PARCIAL "nl .VIDRIO) I \

TE

. . . .

F A ~ 2 . 3 . Refracción de Ia'luz:.

Cuando el ángulo & de refracción es de W, como se ilustra en la figura 2.3b, aparece el caso límite de la refracción y el ángulo de incidencia se conoce como ángulo crítico &, dado por la ecuación 2.3.

- na sen - - "1

Para ángulos de incidencia mayores al ángulo crftico, la luz regresa al medio original en una total reflexión con eficiencias del 99.9% (ver fig. 2 .3~) . Este es el mecanismo por el cual a un ángulo adecuado de incidencia, la luz puede viajar dentro de una fibra óptica con muy bajas pérdidas.

2.2.2 ANGULO DE ACEPTACION. ~

En la figura 2.4, se ilustra un rayo A de entrada a la fibra para un ángulo crítico &, con reflexión interna total. Se puede observar que este rayo entra a la fibra con un ángulo O., y es refraciado en la superficie de entrada ai núcleo. Puesto que solamente rayos con un adecuado ángulo de inclinación son transmitidos por reflexión interna total, es claro, que no todos los rayos que entran a la fibra serán propagados dentro de ésta. Por lo tanto, para que un rayo se propague dentro de la fibra, el ángulo de entrada debe estar en un cono formado por un ángulo O, que se defme como el ángulo de aceptación [3].

A /

I

\ NUCLEO

RMSTIMIENTO / \

B

Figura 2.4. Angulo de aceptación para un rayo de luz de entrada a la fibra óptica.

cop~1ll10 2 9

2.2.3 APERTURA NUMERICA.

La apertura numérica es un parámetro que relaciona el ángulo de aceptacidn y los índices de refraccidn. En la figura 2.5, se muestra un rayo de luz incidiendo en la fibra con un h p i o menor a 8.. el rayo proviene de un medio que comúnmente es aire con un índice n. y el núcleo tiene índice n,, que es ligeramente mayor al índice n, del revestimiento, en aproximadamente 1%.

I 1

I I I

Figura 2.5. Trayectoria de un rayo de entrada a la fibra a un ángulo memr al ángulo de aceptación.

La apertura numérica está definida por:

NA = nosen e, = (n,2- n22)1/2 ( 2 . 4 )

Si NA es comúnmente usada en el aire, n,=Z y NA=senf3.,. La apertuia numérica también se puede expresar en términos del índice de refracción:

n12 -nZ2 2n12

NA.=

La relaci6n dada en las ecuaciones 2.4 y 2.5 para la apertura numérica, es una medida iítil de la capacidad de la fibra para capturar luz, esto es independiente del diámetro de la fibra y es válida para diberros hasta 8 pm. Sin embargo, para diámetros menores esto no se cumple, debido a que el modelo geométrico (modelo paramétrico) describe parcialmente las características de propagacidn de la luz y es necesario aplicar la teoría electromagnética [2].

10

2.3 ATENUACION Y DISPERSION.

La atenuación o pérdida de transmisión, es uno de los factores importantes en la aceptación de un enlace de comunicaciones, debido a que determina la m;ixima distancia de transmisión. La seíid atenuada en una fibra óptica como en conductores metálicos, es expresada en unidades logarftmicas (decibeles a). El decibel, es usado para definir la relación entre la potencia óptica de entrada en la fibra y la potencia óptica después de haber recorrido una distancia L. Asf, la atenuación es expresada en decibeles por unidad de longitud como:

( 2 . 6 ) QdeL = lOLOg,,- pi

Po

donde a,, es la atenuación en dB/km. L es longitud de la fibra a un punto determinado en kilómetros.

2.3.1 PERDIDAS POR ABSORCION DEL MATERIAL.

La absorción del material, es un mecanismo de pérdida, relacionado con la composición y el proceso de fabricación de las fibras, la cuál resulta de la disipación como calor de parte de la potencia transmitida. La absorción de la luz puede ser intrínseca, causada por la interacción con alguno de los compuestos del vidrio, o extrínseca, causada por las impurezas del vidrio, como es el caso del contaminante hidroxyl o ión .OH, comúnmente presente en el material de la fibra 131.

2.3.2 PERDIDAS POR DISPERSION.

- Dismrsión lineal,

La dispersión lineal se divide principalmente en; "dispersión Rayleigh" y "dispersión Mie", y son resultados de inhomogeneidades en las propiedades físicas de la fibra, debido al proceso de manufactura.

, La dispersión Rayleigh es un mecanismo dominante de erdidas, que resulta de las

inhomogeneidades de la fibra a pequeña escala comparable con la longitud de onda de la luz. Estas inhomogeneidades se manifiestan como fluctuaciones en el índice de refracción. La dispersión sucede

capttulo 2 11

en todas direcciones como se muestra en la figura 2.6, y produce una atenuación para el silicio dada por la ecuación 2.7.

, .

i

. . /u,' 'Y---

---.4/\-+-/ .- % ? NUCLEO

-L

x x t d x

Figura 2.6. Dispersión en una sección de la fibra.

donde: t Y R x n P

K B,

TF

t

Coeficiente de dispersión Rayleigh.

Indice de refracción del medio 1.46 Coeficiente fotoelástico promedio 0.286. Módulo de compresibilidad isotérmica .a una temperatura ficticia = 7X10-11mZN-1. Constante de Botzman. Temperatura isotérmica ficticia 1400 "K .

Longitud de onda de la luz. . .

La temperatura ficticia es definida como la temperatura a la cual el vidrio puede alcanzar un estado de equilibrio térmico 141.

- Dis~ersión Mie.

La dispersión Mie, es resultado de las imperfecciones cilfndricas de la fibra a escalas comparables con la longitud de onda, tales imperfecciones pueden ser por irregularidades en la superficie núcleo-revestimiento, diferencias del lndice de refracción, fluctuaciones del diámetro, esfuerzos y burbujas. Cuando el tamaño de las inhomogeneidades es más grande que XI10 la dispersión puede ser considerable. La dispersión por estas irregularidades es principalmente en la dirección en que viaja Iduz .

12

- caprruro 2

Las fibras ópticas no siempre tienen un comportamiento lineal a la potencia óptica de entrada. Varios efectos no lineales ocurren cuando la potencia rebasa ciertos niveles. Esta dispersidn no lineal produce que la energfa de un modo de propagación se transfiera en la misma dirección, en sentido contrario o bién a otro modo de propagación, pero a una frecuencia diferente. Esto depende de la potencia óptica en la fibra, y es sólo significativa en altos umbrales de potencia.

Los tipos más importantes de dispersión no lineal en las fibras ópticas son: "dispersión Brillouin y Raman". Estos mecanismos de dispersión pueden producir una ganancia óptica, pero con un cambio en la frecuencia. Como resultado de esto, se tiene una atenuación para la longitud de onda fundamental 131.

2.3.3 RADIACION POR CURVATURAS.

Estas pérdidas son debido a la radiación de la luz por las curvaturas de la fibra cuando es instalada. Se pueden interpretar como fugas de la luz al rebasar el ángulo crítico de incidencia en la superficie núcleo-revestimiento

Atenuación 50 (d8 km-')

10

5

1

0.5

o. 1 0.05

Absorción infrarrojo

Absorción

v/ Imperfecciones- auk de onda -

0.01 l i l i l I I J I ' 1 0.8 I .o I .2 1.4 1.6 1.8

Longitud da ondo (,urn)

Figura 2.7. Espectro de atenuación en fibras.

. .

Gipiruió 2

-

13

revestimiento , /'

/ royo de. ' incidencia - . - . - , -

En la figura 2.7 se muestra el espectro de atenuación medido para una fibra monomcdo (línea sólida), contra el espectro calculado para algunos de los mecanismos que contribuyen a las perdidas (líneas punteadas).

2.4 RETRODISPERSION EN FIBRAS OPTICAS.

En la sección 2.3 se definió la dispersión Rayleigh y además se. señaló que, este fenómeno de dispersión se produce en todas direcciones. Esta característica da origen a la retrodispersión Rayleigh, la cuál es aprovechada ampliamente para la medición de atenuación en fibras ópticas, como se verá en la sección 2.5. I

2.4.1 FORMACION DE LA RETRODISPERSION RAYLEIGH.

Cuando la luz viaja a través de la fibra 6ptica;una pequeña porción de ésta, se dispersa en todas direcciones, como se observa en la figura 2.8. De esta manera la porción dispersada en la dirección opuesta al sentido en que viaja la luz, forma la retrodispersión. Asumiendo una dispersión angular isotrópica de la potencia dispersada, la fracción de potencia capturada S (ver ec. 2.8), esta dada por la relacidn del ángulo sólido de aceptación y el ángulo sólido total (vaido para fibras de índice escalonado y aproximadamente por un factor de 213, menor para fibras de índice gradual) [5] .

cono de aceptación

Figura 2.8. Cono de aceptación de la seíial retrodispersada.

-.

14 Glpftulo 2

(2.8)

donde NA es el valor de la apertura numérica, NA = ,/m2 , n, y n, los índices de refracción

del núcleo y revestimiento.

2.4.2 CALCULO DE LA SEÑAL DE RETRODISPERSION.

Para determinar la ecuación matemática de la señal de retrodispersión, primem, se anal& la energía de la luz presente en una pequeña sección de la fibra, se considera la difusión de la luz en esa sección (ver fig. 2.9), se determina la potencia dispersada en sentido contrario al flujo de la luz, y finalmente se define la ecuación de retrodispersión en función del tiempo.

L

( ’a c.

.y I-

Dado un pulso de luz con energía Eo inyectado en la fibra en el tiempo t = O al punta x=O. La energía del pulso Ei(x) a la distancia x de la fibra es:

- Ei ( x ) = E o e x p ( - / X O a ’ ( l ) dl) (2.9)

I

i: ::

donde a’(1) es la atenuación de la fibra a un punto 1 en el sentido en que viaja la luz. Si consideramos que a(1) es constante entonces:

Ei (x) = E, e x p (-a’x) (2.10)

y .. , ’ 1

’ $3

Ahora, considerando la difusión de la luz en x, x+&

>, d ~ , ( x ) = q , a , ( x ) e x p í - i X a ’ ( i ) d í i ) } d~ (2.10) o ;i

donde a&) es el coeficiente de dispersidn al punto x , nótese que la dispersión es principalmente debido a la dispersión Rayleigh y a la dispersión relacionada a las irregularidades geométricas de la fibra. La porción de la potencia dispersada que será capaz de retrodispersarse, está dada por la fracción de potencia de captura S(x).

dE, (x ) = E , S ( x ) a , ( x ) e x p { - / X a ’ ( l ) d(l) } dx (2.12) o

caprn<lo 2

Si se observa la energía en la entrada de la fibra se tiene:

donde a”(1) es la atenuación de retorno. *

I__-- . . retrodispersodo” , Y -

O x L -

Figura 2.9. C6lculo de la señal de retrcdispersión. .. Para el caso práctico donde a’(l)=a”(l)=a=CYe tenemos:

dE(x) = EoSa,expí-2ax) dx

15

(2.14)

Haciendo cambios de variables de E y x, se obtiene la potencia de la señal de retrodispersión como una función del tiempo.

(2.15) Eo = P,At

donde Af = ancho del pulso inyectado. ’

2x = V g t

V 2

dx = A d t

(2.16)

(2.17)

‘ V, = Velocidad de grupo.

16 capirulo 2

(2.18)

En esta ecuación se debe notar que:

- La potencia retrodispersada es proporcional a: . La potencia Po en la entrada. . El ancho del pulso U . . Los parámetros de la fibra S, cu,.

- La curvatura de la función exponencial es proporcional a la atenuacidn CY y a la velocidad de grupo V, como una función del fndice de refracción [6].

2.5 REFLECTOMETRIA OF+TICA EN EL DOMINIO DEL TIEMPO (OTDR).

La reflectometrfa óptica en el dominio del tiempo, es una técnica de medición de atenuación en fibras ópticas bastante compleja, con gran aplicación tanto en el laboratorio, como en el campo. Esta técnica es frecuentemente llamada método de medición de retrodispersión. Está basada en la medición de la fracción de la luz dispersada en sentido contrario a la dirección de la luz inyectada en la fibra. El método provee medición de la atenuación sobre un enlace óptico, dando información de las pérdidas con respecto a la distancia (ver fig. 2.11). En este sentido, este método es superior al método de medición conocido como "cut-back", en el cuál se mide la potencia óptica en el fmal de la fibra y enseguida se corta el extremo inicial, para medir la potencia en la entrada. La medición obtenida con el método "cut-back", es únicamente el promedio de las uérdidas sobre la longitud total de la fibra (dB/km). Sin embargo, cuando la atenuación de la fibra varía con la distancia, la información de las pérdidas promedio es inadecuada e insuficiente. La técnica OTDR, tambien permite la evaluación de pérdidas de empalmes y conectores, además de la localización de fallas en el enlace. De esta manera el método de retrodispersión descrito por primera vez por Bamoski y Jensen [3], tiene la ventaja de ser no destructivo y requiere de un solo extremo de la fibra. La información contenida en la señal, se encuentra en la magnitud respecto al tiempo, de donde se deriva el nombre de reflectometrla óptica en el dominio del tiempo. La potencia óptica retrodispersada está dada por la ecuación 2.18, desarrollada en la sección 2.4.2.

Glplturo 2 i7

Existen otras ecnicas de reflectometda ópticas como son: Reflectomeula Optica en el Dominio de la Frecuencia (Optical Frecuency Domain Reflectometry, OFDR) y Reflectometrfa de Optica Polarizada en el Dominio del Tiempo (Polarization Optical Domain Reflectometry, POTDR).

\

En la ecnica OFDR, la señal inyectada a la fibra es modulada en frecuencia. La información se recupera de la relación existente entre la frecuencia de la señal retrodispersada y la frecuencia de la señal inyectada.

. La técnica POTDR es kmejante a la técnica OTDR, donde la señal inyectada a la fibra esta formada de pulsos ópticos. La información contenida en la señal de reflectometrfa es la relación de . ' .? la luz polarizada inyectada con la señal recibida. Es decir, 'los factore la fibra son detectados por un cambio en la polarización de la luz. Las técnicas

, , . . . , . .

ejas p&a llevarse a cabo en la práctica, por lo que expe , . , . .,;

- 2.5.1 PRINCIPIO DE OPERACION.

En la figura 2.10, se muestra un diagrama a bloques de la técnica de medición de retrodispersión. El principio de operación es similar al de un RADAR. Pulsos de luz LASER de corta duración y de gran potencia son inyectados en un extremo de la fibra a través de un dispositivo acoplador óptico. La señal retrodispersada en la fibra es observada en la misma entrada y se detecta comúnmente wn'receptores del tipo fotodiodos de avalancha. La señal es aproximadamente 45-60 dBm menor a la potencia que viaja en la-fibra, además wntiewgran cantidad de ruido. Esta señal es entregada a un amplificador logarítmiw (ver sección 3.2.3), que a su vez transfiere su salida a

de procesamiento para la reducción del ruido presente [7]. La información resulhte provee atenuación dependiente de la distancia, dando una imagen de la' pérdidas locales a lo largo de toda'la fibra.

., . ..

> , -.-

. .. .

. .

18

U S E R PULSADO

ACOPLUOR FIBRA

I

t FOlOOETEClOR C l

Figura 2.10. Reflectornetsfa óptica en el dominio del tiempo. I!

2.5.2 CARACTERISTICAS DE LA SEÑAL RETRODISPERSADA.

Una imagen posible de la señal retrodispersada en la fibra se ilustra en la figura 2.11. Esta señal se obtiene cada vez que un pulso de luz LASER es inyectado en la fibra, de tal manera que se convierte en una señal periódica cuando el LASER es pulsado constantemente.

,,'

Reflexión de Pulso de Fresnel f ind

luz inyectado en 10 libro

Figura 2.11. Señal retmdispersada en una fibra bajo prueba,

Capítulo 2 19

Como primer punto, la señal muestra un sobreimpulso causado por la reflexión de Fresnel en la entrada de la fibra. Es necesario notar que la potencia óptica retrodispersada no debe ser confundida con la reflexión de Fresnel. Este fenómeno se presenta, cuando un rayo de luz cruza de un medio a otro'con índices de refracción diferentes. La magnitud de la potencia reflejada es de aproximadaniente 4% de la potencia en ese punto y es mucho mayor a la señal de'retrodispersión. La reflexión de Fresnel es utilizada para localizar fallas en la fibra como se verá más adelante.

La siguiente sección en la fibra, produce la señal retrodispersada a medida que la luz avanza. Si en el recorrido, el pulso inyectado alcana' un conector como se muestra en la figura, esto hace que la señal retrodispersada presente un pico, e inmediatamente un escalón. El mismo caso sucederá si la fibra conticne una fractura. El sobreimpulso que identifica la localización del conector y su escd6ii de ateiiuacióii. se debe a una discontinuidad de la fibra por la presencia de aire en la unión. El ancho del pico de reflexión de Fresnel, es aproximadamente el ancho del pulso inyectado en la fibra (ver sección 3.2. I ) . Un segundo punto de falla, es el escalón de alta atcnuación observado en la sefial. Las causas que originan un punto de atenuación pueden ser: 'impurezas en la fibra, defectos de fabricación, empalmes deficientes ylo curvaturas. La última característica de la señal es la reflexión de Fresnel al salir la luz de la fibra óptica. A partir de este punto la señal recibida será solamente ruido.

Para calcular la atcnuacióii por unidad de longitud en la fibra, Únicamente se requiere evaluar la pendiente de la curva en un deierminado punto. La localización de fallas y puntos de atenuación son determinados por la pérdida de potencia y su respectiva posición en el tiempo. Además, la longitud del enlace se puede obtener con la diferencia en tiempo de la reflexión de Fresnel a la entrada y a la salida. y la velocidad de la luz en la fibra.

Capítulo 3

Descripción de un Reflectómetro Optico

En este capítulo se describe a bloques, las partes que componen un OTDR y las características que identifican al equipo.

La compleja técnica de reilectometría 6ptica para la caracterización y localización de fallas.en sistemas de comunicación por fibra óptica, se ve incorporada en un instrumento que es prácticamente indispensable en la instalación y puesta en servicio de enlaces por fibra óptica. El reflect~ímetro óptico en el dominio del tiempo (OTDR - Optical Time Domain Reflectometer), es un instrumento que toma su nombre de la técnica empleada. Aunque en el mercado existen una variedad de estos instrumentos, fundamentalmente difieren por los sistemas de procesamiento de la señal y por características de precision y resolución de la información presentada.

22

t u 7

3.1 DIAGRAMA GENERAL.

LUZ __-

capfrulo 3

OPllCO

ACOPLADOR OPTIC0

i IONIHOI MONIIOINI.0

Y 5111’1 INVISION

I -

1 LUZ REIRODISPERSAOA

I

SISTEMA OF. AüOUISICION Y PROCl.SAMIENl0 DE DAlOS

CONVERIIOOR

CONTROL

PROCESAMlEElK

ENTRAOA Y SALIDA

Fibwra 3. I . Diagrama a bloques de un reflectórnetro óptico

coprrulo 3 23

En la figura 3.1, se muestra el diagrama a bloques de un reflectómetro óptico en el dominio del tiempo. Las partes principales en que se puede dividir el equipo son: -

- Sistema óptico.

- Interfaz de comunicaci6n. .. . . : - Sistema de adquisición y procesamiento de datos.

3.2 SISTEMA OPTICO.

El sistema óptico de un reflectómetro está formado por, un transmisor LASER, un mecanismo de acoplamiento óptico y un receptor óptico, este conjunto de elementos forman la conexión de la sección optoelectrónica del OTDR, con la fibra óptica.

3.2.1 TRANSMISOR OPTICO.

El objetivo de este dispositivo es la generación de pulsos de luz por medio de un diodo LASER, que serán inyectados en la fibra óptica. Estos pulsos son de potencias del orden de 100 a 2000 mW, con duraciones de 50, 100 y hasta 200 ns. Las características de los LASER pulsados para OTDR son un tanto especiales, dado que es necesario aplicar pulsos de potencia óptica de gran magnitud y de corta duración. En la tabla 3.1, se muestran las características para algunos LASER marca MIA-COM, que pueden ser usados en aplicaciones de reflectometría.

Debido a las condiciones de trabajo del diodo LASER, el OTDR cuenta con una sección de rnonitoreo y control del transmisor. Su funcidn es regular los niveles de corriente, voltaje y temperatura del dispositivo. A su vez, esto permite regular la potencia de emisión del LASER y así evitar ruido en la señal de reflectometría, causada por la variación en los niveles de potencia inyectada a la fibra.

La potencia y la duración del pulso del LASER, definen un compromiso entre la potencia de la señal retrodispersada y la resolución espacial en la fibra para la localización de fallas. En la figura 3.2, se muestra el efecto del ancho del pulso en la resolución del OTDR, para distinguir entre dos fallas cercanas en la fibra. Se puede observar que, con un pulso óptico de larga duración respecto a la separación de las fallas, se identificará como la localización de una sola falla [8]. En la figura 3.3, se muestra un ejemplo de los niveles de potencia óptica de la señal para un OTDR típico, cuando se han inyectado pulsos de 100 ns y 4 ps de duración.

I I Sirnbolo I Min. 1 Tipiso

Longitud de ondo de la intensidad pico A 904

5.5 Pvisho espectral O 50% M

Tr <os Tiempo de elevoción de Io rodidón de 10% ai 90%

Maxim0 Unidde.

nm "nl

"S

Tabla 3.1 Características de LASER pulsado marca MIA-COM.

Ancho del pulso a 50% O I tm 1 TP

t

zoo "8

/:' '

II'

I Distancia

-,-3 - - - u _. 2 Conectores 2 Empalmes

Figura 3.2. Identificación de fallas cercanas.

cauítulo 3 25

I

Potencia del LASER 9 dEm

Reflexión ideal de Fresnel

Máximo nivel Royleigh Con U" pulso 4ps

100ns - Con pulso de

Rango dinámico de un OTDR de 3OdB

(en un sentido)

Atenuación de la fibril de: t 0.7 dB/km de los dos sentidos

9 3

- 1 1

- 40

-56

Pico de ruido -100

o 20 40 60 ao 100 i z o Rango de medición (km)

Figura 3.3. Niveles de potencia óptica para un OTDR típico.

La figura 3.4, muestra como un pulso de luz rectangular interacciona con dos puntos de dispersión independientes de la fibra. En la figura 3.4a, se indica la dirección en que viaja el pulso óptico de ancho D y dos puntos que producen retrodispersión separados una distancia B. En la figura 3.4b. el pulso ha cruzado el primer punto y con líneas punteadas se muestra la señal de retrodispersión que viaja hacia la izquierda. En la figura 3 . 4 ~ el pulso ha terminado de C N Z ~ ~ el segundo punto de dispersión.

La separación de los pulsos reflejados está dada por:

S = 2B-D

donde B es el espacio entre los puntos de dispersión y D es el ancho del pulso.

26

PUIS0 óptico Fallos

cercanas

Señal retrodispersada

Figura 3.4 Resoluci6n espacial en función del ancho del pulso.

Si se define el límite de la resoluci6n espacial cuando S=O, tenemos que la mínima distancia que un OTDR puede resolver, en funci6n del ancho del pulso, está dada por la ecuación 3.2.

(3.2) 1 2

4: , Bmin = -D

El ancho del pulso D está relacionado con la duraci6n del pulso y su velocidad, la cuál es aproximadamente a v = c/n. (v es la velocidad de la luz en la fibra, n el índice de refracción del núcleo y c la velocidad de la luz en el vacío).

Expresando D en tkrminos de v se tiene:

C D = vt = ( - ) t n ( 3 . 3 )

donde res el tiempo de duración del pulso.

21

El ancho del pulso es:

La separación mínima es de :

es decir, un sistema podrá identificar dos fallas en la fibra, si la,distancia entre ellas metros. , ,

mayor de 10

. . .Ib

8 . . '

. . I

3.2.2 ACOPLADOR OPTICO.

, , AL DElECTOR

FIBRA

FIBRA OPIICA

PULSO OETECTOR

R R R 0 0 1 S P E R S K C

ESPEJO

ESPEJO OIVISOR DE HAZ

u ACOPLAOOR OPTIC0

FIBRA RRARDAOOR MANEJAOOR

I I

LASER &CUSlO-OPTICO

.:

!

DETECTOR IUIPLIFICAOOR

DEFLECTOR ACUSTO-OPTIC0

Figura 3.5. Mecanismos de acoplamiento óptico.

28 Glpf IUIo 3 A partir de que los pulsos de LASER se han inyectado en la fibra, la señal de retrodisprsión

tiene que ser dirigida al detector óptico. Para hacer este cambio de dirección, se utiliza un acoplador óptico. En la figura 3.5, se muestran algunos de los mecanismos de acoplamiento utilizados comúnmente. El primero es un espejo divisor de haz, el segundo es un acoplador de fibra óptica bidireccional, por medio del cuál se puede separar el pulso de retrodispersión; el tercero es un deflector acusto-óptico activado por una señal de RF 191 .

3.2.3 DETECTOR OPTIC0 Y AMPLIFICADOR.

Se ha mencionado que la señal de reflectometrfa recibida por el detector óptico es demasiado pequeña, por lo tanto el detector debe ser muy sensitivo. Esta característica determina el rango dinámica del OTDR y se traduce en la máxima longitud de fibra que puede ser analizada. Existen dos dispositivos de uso común en la detección de señales ópticas; el fotodiodo PIN (material tipo p, intrínseco i, y tipo n ) y el fotodiodo de avalancha (APD Avalanche Photo Diode). La detección de la señal de reflectometría se realiza con un fotodiodo APD dado que presenta mayor sensitividad y velocidad de respuesta que el diodo PIN (31.

El amplificador como etapa siguiente a la detección de la señal cuenta con ciertas características como son:

- Función de transferencia logarítmica. - Gran ancho de banda. - Amplificación de la señal en DC.

LO ,

1 O 200 400 600 Bo0

LONGINO (m) ~

Figura 3.6. Señal lineal y logarltmica.

Capfrulo 3 29

El ancho de banda requerido para detectar la señal de reflectometría es de aproximadamente 40 MHz [IO], necesarios para detectar los picos característicos de la señal. Además, el amplificador debe manejar la señal desde DC, debido a que ésta es del tipo unipolar. Otra característica de la señales es que decrece en forma exponencial, por lo que la función de transferencia logarítmica del amplificador, produce una linealización en la lectura (ver fig. 3.6), facilitando identificar la información existente.

3.3 SISTEMA DE ADQUISICION y PROCESAMlENTO DE DATOS.

Hasta este punto, la señal de reflectometría fue detectada y amplificada para ser entregada ai sistema de adquisición. La función principal del sistema de adquisición de datos es la captura y almacenamiento de la señal. Algunos sistemas efectúan procesamiento de señales después de capturarlas, pero también existen arquitecturas de sistemas de adquisición que permiten procesar en el momento de digitalizar y almacenar, como es el caso del presente trabajo. El propósito del procesamiento de la señal es la reducción del nivel de ruido adicionado a esta. Las técnicas de procesamiento empleadas en la reducción de ruido son:

- Por autocorrelación. - Por promedio.

La técnica de autocorrelación es una técnica relativamente nueva y de mayor dificultad 181. Su operación se basa en correlacionar la señal originada por una secuencia de pulsos, y no de un solo pulso como es el caso de la señal típica de reflectometría (sección 2.5.2). La técnica de procesamiento por autocorrelación es más elaborada y no es contemplada en este trabajo.

3.3.1 PROMEDIO DE DATOS.

Otra técnica de reducción de ruido, es la del promedio, es frecuentemente encontrada en aquellos sistemas donde se requiere reducir ruido y la señal es peri6dica. Esta técnica es llevada a la práctica con dos métodos, utilizando el dispositivo BOXCAR [ 1 I], con el cual la señal se muestrea en forma analógica sobre un punto repetidamente, y a través de un integrador se obtiene el promedio analógico de ese punto de la señal (ver fig. 3.7).

30 capítulo 3

Si el proceso se realiza en forma de barrido para toda la señal podemos reconstruir la información reduciendo el ruido total. Aunque este método es sencillo, su principal desventaja es el tiempo invertido en obtener la señal promediada, debido a que el tiempo crece proporcionalmente con el número de puntos en donde se efectúa el promedio.

PROMEDIO ANALOGICO DE UN SOLO

PUNTO DE LA SEfiAL

MUESTREADOR INTEGRROOR OIGITALIZAOOR SENAL

CON RUIDO

-

CONlROL

PROMEDIO ANALOGICO DE UN SOLO

PUNTO DE LA SEfiAL

I

MUESTREADOR INTEGRROOR OIGITALIZAOOR SENAL

CON RUIDO

1

Figura 3.7. Promedio analdgico.

Otro método que emplea la técnica del promedio para reducción de ruido, es un sistema totalmente digital. Este metodo consiste en almacenar la señal completa y promediar, es mucho más rápido que un BOXCAR. El método de promediar con un sistema digital fue empleado en el desarrollo de este trabajo de tesis y es descrito ampliamente en el capítulo 4.

I

3.4 INTERFÁZ DE COMUNICACION. ~

La interfaz de comunicación en un OTDR comprende, un sistema de interacción entre el usuario y las funciones contenidas en el instrumento. Generalmente los OTDR cuentan con un desplegado de pantalla tipo CRT y un tablero con los controles necesarios para el manejo. Sin embargo, la comunicación con un equipo de cómputo proporciona al instrumento características adecuadas para el desarrollo de pruebas automatizadas, así como la transferencia y análisis posterior de la información. Las interfaces utilizadas en los OTDR comerciales son: la interfaz IEEE-488 y RS232.

Una alternativa de interfaz, es la conexión directa del sistema de control del OTDR, con el sistema de expansión del equipo de chmputo, como es el caso de las tarjetas de interfaz que se insertan en las ranuras de expansión de las computadoras PC. Sus ventajas principales son:

Glprtu10 3 31

simplicidad del circuito, alta velocidad de transferencia de información y programación sencilla. En el presente trabajo es utilizada una conexión de este tipo y es descrita con detalle en el capítulo 4.

3.5 EQUIPOS COMERCIALES.

En la tabla 3.2, se muestran las características de instrumentos OTDR comerciales. Se observa que. las diferencias radican en la configuración del equipo, rango dinhico, resolución, y tipo de fibra. En la fotografía 2. I se presenta un equipo OTDR comercial marca Schlumberger.

Tabla 3.2. Características de equipos OTDR comerciales.

Fotografín.2. I . Equipo OTDR comercial

Capítulo 4

Diseño y Construcción del Sistema de Adquisición y promediador de Datos

En este capítulo se describe el desarrollo de la electr6nica del sistema de adquisición, una arquitectura de alta velocidad para el promedio de datos, y la programación del sistema a través de una computadora personal (PC).

Para capturar las señales de reflectometría óptica, se diseñó un sistema de adquisición de alta velocidad. El sistema incluye tres aspectos principales: a) Uso de la tecnica de promedio, para el procesamiento de datos con el fin de reducir el nivel de ruido presente en la señal capturada (ver secci6n. 4.4). b) Adquisici6n y entrega de resultados en el menor tiempo posible (ver secci6n. 4.4.2). c) Digitalización de la señal a alta velocidad, para el reconocimiento de los pulso de reflexión de Fresnel en la fibra (ver sección 4.5.1).

34

4.1 MECANISMO DE ADQUlSlClON y PROMEDIACION. capitulo 4

En la figura 4.1 se muestra gráficamente el mecanismo de adquisición y la ecnica de promedio de datos empleada por el sistema. La operación de promediar consiste en: sumar cada señal con ruido que recibe el sistema (identificadas por las cuatro primeras gráficas). Se almacena temporalmente la suma y al final se divide la sumatoria entre el número de señales acumuladas. El resultado es una señal cuyo nivel de ruido ha sido reducido como lo muestra la gráfica de la derecha de la misma figura.

En la parte inferior de la figura 4.1, se presenta una gráfica de un conjunto de muestras del mismo punto en cada señal recibida. AI Centro de la gráfica, se observa como el promedio parcial tiende al valor medio del ruido, a medida que crece el número de muestras.

SENAL. DE REFLECTOMETRIA CON RUIDO SERAL PROMEDIADA

MUESTRAS DEL MISMO PUNTO EN CADA SERAL

I

Figura 4.1. Adquisición promediada.

En la ecuación 4.1, se presenta matemáticamente la acumulación de los datos para el promedio. Los elementos de cada renglón de la ecuación, corresponden a las muestras de un ciclo de la d a i

. .. - ._ . . . . . ~ .. . .

capírrulo 4 35

De esta manera, la muestra 1 del primer ciclo de la señal, se suma con la muestra 1 del segundo y con la muestra 1 del tercero. Si se continúa la suma paran ciclos de señal, en la memoria del sistema se tendrá, la acumulación de cada muestra. El promedio se obtiene al dividir cada elemento entre n, El resultado de la ecuación es, una señal promediada con un nivel de ruido menor.

DONDE o . ., O 0 o + a l 1 a I 2 a I s . . . . . . a l m m = Muestras par ciclo + 021 aZ2 02s . . . ' a2m de la señal + a 3 , a32 . . . . . . asrn n = Número de ciclos

. . de la señal

- - " i m a r m = Suma total de - or1 O r 2 a ~ 3 _ _ -

n n n n muestras

= OPT OPZ OP3 ' OP, . ,. aPm= Muestra promediada

Ecuación 4.1. Representación matemática del promedio.

4.2 SISTEMA DE ADQUISICION CON PROMEDIO DE DATOS.

Con las observaciones anteriores se diseñó un sistema, para el cuál se seleccionó una arquitectura de adquisición capaz de realizar el promedio de datos al mismo tiempo que se efectúa la adquisición y la digitalización de la señal. La figura 4.2. muestra el diagrama a bloques del sistema, dividido en cinco secciones: LINEA DE RETARDO y CONVERTIDOR A/D, SUMADOR Y MEMORIA, CONTROL DE ADQUISICION, REGISTROS DE CONTROL, e INTERFAZ de comunicación a PC. El funcionamiento general es el siguiente:

La señal de reflectometrfa es recibida por el convertidor Anológico/Digital (AD), la cuii es originada por los pulsos de LASER que se inyectan en la fibra. Cada muestra de la señal capturada por el convertidor, es entregada a la sección SUMADOR y MEMORIA como un valor digital de 8 bits (ver fig. 4.2). En esta sección los datos son sumados con las muestras en memoria de un ciclo de señal previamente digitalizada (ver fig.4.1), la suma se realiza de acuerdo a la ecuación 4.1. La habilitación del almacenamiento de los datos es activada por la sección CONTROL DE ADQUISICION. Además, esta sección verifica el número de muestras que se deben tomar de cada

36 Glptndo 4 ciclo de la señal y se monitorea el número de ciclos capturados. El objetivo es acumular un número n de ciclos de la señal, para calcular el promedio (ver fig. 4.1). Para recibir la señal de reflectometría en sincronía con el circuito de almacenamiento de las muestras, la sección CONTROL DE ADQUISICION genera los pulsos para el disparo del LASER. Se aplican a través de un circuito o lfnea de retardo digital, con el proposito producir desplazamientos en el tiempo de la señal de disparo. El uso de la línea de retardo digital permite aplicar una técnica de muestreo por corrimiento para elevar virtualmente la tasa de muestreo (ver descripción de la técnica en la sección 4.5.1)

DATOS

CONTROL DE

LINEA DE RETARDO

- REGISTROS

DISPARO DISPARO LINEA DE RETARDO DEL LASER

-

SEÑAL DE CONVERTIDOR

I 1 REFLECTOMETRIA RELOJ

C DE CONTROL

DATOS

RELOJ CONTROL SUMADOR

HABILITADOR

DATOS Y

INTERFAZ COMPUTADORA

Figura 4.2. Diagrama a bloques del sistema de adquisición.

La programación y control del sistema es realizada a través de seis registros ubicados en la sección REGISTROS DE CONTROL. Estos registros permite programar la sección de CONTROL DE ADQUISICION y accesar los datos almacenados en la memoria del sistema.

El sistema cuenta con una interfaz para la comunicación con una PC. El propósito es, dar la versatilidad del manejo, programación y control del sistema utilizando una computadora.

Capítulo 4

4.3 LINEA DE RETARDO Y CONVERTIDOR AID.

31

En la figura 4.4, se muestra el diagrama esquemático de la línea de retardo y del convertidor A/D. (la'descripción referente a la línea de retardo será tratada en la sección 4.5.1). El circuito integrado utilizado en el módulo convertidor de esta tesis, es. el convertidor monolítico MW684 de 8 bits de Micro Power System. En este caso el sistema de adquisición requiere una velocidad de conversión de 10 Megamuestras por segundo (ver sección. 4.5), por lo que el convertidor utilizado es del tipo FLASH, el cuál es capaz de satisfacer los requerimientos de velocidad del sistema (ver hojas de datos, apéndice A). I'

CARACTERISTICAS DE MP7684 - Tasa de muestrm 20 MHz (máx.).

(50 ns de tiempo de conversión). ,,

- CMOS de baja potencia - 400 mW (máx.). - Garantía de códigos sin error. - No requiere circuito de muestre0 y retención (SAMPLE AND HOLD). - Disponible en empaquetado SO.

APLICACIONES - Conversión AID de alta velocidad y bajo consumo. - Análisis de pulsos de RADAR. - Adquisición de datos multiplexada, de alta velocidad. - Digitalización de video. - Imágenes de rayos X y ultrasonido,

El convertidor MP7684 consta de 256 comparadores, un codificador, salida de 3 estados y circuitos de tempotización, como se muestra en la figura 4.3.

Figura 4.3. Diagrama a bloques del convertidor MW684.

W 00

i

Y

PROCR1HRCXOM DEL RETaRC.0 MOTO n = I LOCICO

L = o LOCICO

VCC

capftulo 4 39

~1 convertidor FLASH emplea la t6cnica más rápida conocida para Convertir Un voltaje continuo

en códigos digitales. La conversión es prácticamente instantánea porque es usado un convertidor para cada código diferente de salida.

Los circuitos auxiliares del convertidor AID son: un amplificador reforzador U2 (Buffer) de la señal analógica de entrada y un regulador de voltaje de precisión U2 y U4, para referencia de 10s niveles de conversión (ver fig. 4.4). El voltaje aplicado a la entrada de referencia @ata 17 del convertidor A/D), determina el voltaje a escala máxima del convertidor. El punto de calibración es ajustado por medio de la resistencia R6, el cual se fijó a 5 volts para una conversión de O a 5 Volts a escala completa. El convertidor tiene dos señales de entrada; el reloj de sincronía que determina la tasa de muestreo de conversión y la señal analógica que se va a digitalizar. La salida del módulo convertidor AID, es el valor digitalizado de cada muestra, el cuál se entrega a la sección del SUMADOR Y MEMORIA del sistema de adquisición.

El circuito del convertidor A/D, se montó en una tarjeta de impreso, con un conector tipo peine. En la fotografía 4.1 se muestra el módulo del convertidor A D del sistema de adquisición.

Fotografía 4.1. Módulo convertidor AID.

40

4 4.4 SUMAWR Y MEMORIA.

En la figura 4.5, se muestra el diagrama esquemático de la seccidn del SUMADOR Y MEMORIA del sistema de adquisición. Está compuesto de un sumador de 16 bits formado por el CI 'ITL 74LS283 (VI, U2, U3 y W);¿ios refonadores (Buffer) 74Ls244 (U6 y U7), dos cerrojos (Latch) de almacenamiento temporal 74LS373 (U5 y U8), y por un banco de memorias de 8 kbytes, organizado en 4K x 16 bits (4096 muestras de seíial). El CI de memoria utilizado es el lMS1423P-35 de 35 ns de acceso (U9, U10, U11 y U12):

La sección del SUMADOR Y MEMORIA recibe los datos de 8 bits procedentes del convertidor A D @arte superior de la fig. 4.5). El control de las direcciones de memoria y del almacenamiento, se realiza a través de la sección de CONTROL DE ADQUISICION (izquierda de lal fig. 4.5). La lectura y borrado de la memoria se efectúa por 16 líneas de bits a través de la sección de REGISTROS DE CONTROL (derecha de la fig. 4.5). El sistema de adquisicidn fue diseñado para sumar datos de 8 bits, 256 veces, es decir, realizar un promedio máximo de 256. La suma resultante, es un dato de 16 bits.

En la figura 4.6, se muestra el diagrama a bloques de la sección del SUMADOR Y MEMORIA, para efecíos de la descripción interna. En la figura 4.7, se observa el diagrama de tiempos de esta misma secci6n.

El proceso de almacenamiento. es iniciado con una señal de arranque aplicada en la línea "seleccidn de integrado" CS, que permite la activación de la memoria (fig. 4.6). Cuando la señal de inicio se presenta. el convertidor procesa la digitalizacidn de una muestra en la parte alta del reloj (fig. 4 7). En este mismo punto, una localidad de memoria es leída, y su dato es grabado en forma temporal en un cerrojo (fig. 4.6). Como siguiente paso, la señal de reloj cambia a nivel bajo (fig. 4.7). presentándose dos operaciones: Se activa el modo de escritura en la memoria, y el convertidor AiD entrega su dato digitalizado. A continuacidn el dato del convertidor y el previamente grabado en el cerrojo, se suman y el resultado se coloca a la entrada de la memoria (figura 4.6).

41 Glplrulo 4

d

42 capitulo 4

CK

SENAL ANALOGICA

CK CONVERTIDOR

A/D 16 Bits

EN CERROJO

__

16 Bits

1 DATOS 16 Bils

r1

4 K X 1 6 o

TT R/W CS

Figura 4.6. Diagrama a bloques del SUMADOR Y MEMORIA.

Los datos serán grabados hasta que se presenta el siguiente flanco positivo del reloj. Dado que no existió cambio de dirección de memoria, se observa la acumulación o suma de datos en la misma localidad. Para el siguiente ciclo de reloj sucederán los mismos pasos, con el respectivo incremento de la direcci6n y la siguiente muestra de la señal. Para evitar que la memoria sea sobre escrita el CONTROL DE ADQUISICION, monitorea el número de localidades programadas para el proceso.

Se puede apreciar que, la arquitectura utilizada en la secci6n del SUMADOR Y MEMORIA del sistema, aprovecha el ciclo de reloj al 100%, y no se requieren ciclos adicionales en las operaciones de lectura y escritura.

. ..

capfrulo 4 43

1 MUESTRA 1 I MUESTRA 2 1 MUESTRA 3 1 MUESTRA 4 1 4 I-- 50 "S

7 R/W \I-

100 ns + DIR -~-~---~--~-x---

DATOS x x x x x x x x l Figura 4.7. Diagrama de tiempos del SUMADOR Y MEMORIA.

4.4.1 DIVISION POR CORRIMIENTO PARA PROMEDIAR.

La técnica de promedio empleada por el sistema de adquisición, es ejecutada de acuerdo a la ecuación 4.1, en dos pasos: Primero, se suman los datos del número n de ciclos de señal, enseguida se dividirá cada suma entre el valor n del promedio.

Observando la sección del SUMADOR Y MEMORIA del sistema, se encuentra que; tal,sección realiza la suma de los datos al.mismo tiempo que efectúa la captura. Por lo tanto, restará dividir cada suma almacenada entre el valor del promedio.

Si se ha seleccionado una potencia de 2 como valor del promedio, (Promedio=2', k=potencia) la división se puede efectuar por un corrimiento a la derecha de los dígitos binarios (121:

El programa siguiente transfiere 4096 muestras de datos (8 kbytes) del sistema de adquisición a la PC. Los datos son de 16 bits y se transfieren, primero el byte alto y después el byte bajo. Fue realizado en lenguaje ensamblador [13] para obtener una alta velocidad de transferencia.

44

Ciclos de reloj

7 8 8 8

31

4 Otro: 5 5

4 5

5 10 4 4 4

57 .

-

7

capfrulo 4

Transferencia con corrimiento por programación para una PC XT de 10 MHz.

Les D1,Memoria Mov S1,Muestras Mov CX,Promedio Mov DX,Reg - Datos

Inc Dx In AL,DX Mov AH,AL

Dec DX In AL.DX

Shr AX Mov ES:[DI],AX Inc DI Inc DI , Dec SI

, Jge Otro

;Carga dirección destino de datos. ;Número de muestras. ;CX=8 Promedio ,de 256, peor caso. ;Dirección de registros de datos.

;Lee byte alto del dato.

;Lee byte bajo del dato

;Corrimiento para obtener el promedio. ;Almacena dato transferido. ;Incrementa dirección de almacenamiento I

;Conteo de muestras.

(31 + 57*4096)*(1/10 MHz) = 23.35 ms

El tiempo de transferencia de datos, en forma aproximada para una PC XT de 10 MHZ es, de 23.35 ms.

4.4.2 TIEMPO DE ADQUISICION.

Para tener evidencia de la ventaja de la arquitectura del sistema de adquisición diseñado, se analizaron los tiempos de captura, para el sistema construído y un sistema típico que no cuenta con un sumador integrado. Los métodos de captura se identificarán como algoritmos 1 y 2. En la figura 4.8, se muestra la secuencia de adquisición de los sistemas. El primer sistema, recibe n ciclos de la señal, que son sumados y almacenados en su memoria. En el segundo se recibe un ciclo de la señal, y el sistema tiene que vaciar la memoria para capturar el siguiente ciclo.

, .

Las frecuencias típicas para el pulsador de LASER que genera la señal de reflectometría óptica varían de 1 a 5 kHz, y se han seleccionado'2 kHz. Una PC XT de 10 MHz, invierte 23.35 ms

45 Cupltul0 4

aproximadamente en transferir 8 kbytes de datos. El peor caso del tiempo de adquisición se presenta cuando se efectúa un promedio de 256 veces. Los tiempos de adquisición para los algoritmos se pucden estimar de la siguiente manera:

ALGORIWO 1

1 2 3 n

I t adq. I t adq. 1 t adq. 1 ' ' ' ' ' ' I t adq. I t trans. I .. ,

ALGORITMO 2

1 2 3 "

Fibra 4.8. Secuencia de adquisicidn para dos arquitecturas de sistemas.

Tiempo entre pulsos (t adq.) tn = 0.5ms (2 kHz). Tiempo de transferencia (t trans.) tí. = 23.35 ms.

Promedio máximo n = 256. Aleoritmo 1

El tiempo de adquisición para el algoritmo 1 está dado por: el tiempo invertido en generar 256 ciclos de señal, más el tiempo en transferir una sola vez los datos a la PC.

t,,,p,esca= nt,+t, = (256 x 0.5) +23.35 = 151.35ms.

Aleoritmo 2 En este caso, el tiempo de adquisición está dado por: el tiempo invertido en generar 256 ciclos

de señal, más el tiempo en transferir 256 veces los datos del sistema a la PC.

L P u e s t a = n(t ,+t , ) = 256 (0.5+23.35) = 6.105seg.

46 Caprrllro 4

Lo anterior muestra que el algoritmo 1 es aproximadamente 40 veces más rápido que el algoritmo 2 El tiempo de 6.1 segundos, en tener la información en la PC es relativamente poco, pero en el caso en que la informaci6n tiene que actualizarse constantemente, dicho tiempo se torna significativo. Otra ventaja del algoritmo 1, es el hecho de que la PC puede procesar información al mismo tiempo que el sistema se encuentra capturando datos.

4.4.3 REDUCCION DEL NIVEL DE RUIDO.

El objetivo de utilizar una arquitectura para efectuar promedio en los datos, es reducir el nivel de ruido presente en la señal de reflectometría. La razón de reducción del ruido obtenida por aplicar la técnica del promedio está dada por la siguiente ecuación [8]:

Donde R,= Potencia final del ruido. R,= Potencia inicial del ruido n = Número de promedio.

( 4 . 2 )

La figura 4.9, muestra la razón de reducción del nivel de ruido, en decibeles y en forma lineal, para diferentes valores del promedio. A medida que se incrementa el promedio a dos veces el valor anterior, el ruido se reduce en aproximadamente 1.5 dB en cada incremento [8].

13.5

10.5

7 5

1 2 4 8 16 32 64 128 256 512 1024

PROMEDIO

Figura 4.9. Razón de reducción de ruido por promedio.

I

I

Captiuio 4 47

El mayor grado de reducción de ruido en e l sistema, se. obtiene para n=256, donde el ruido resultante en la señal es 16 veces (12.04 dB) menor al ruido contenido originalmente. El sistema de adquisición diseñado puede manejar un promedio de 256 veces por circuiterfa, valor práctico comúnmente utilizado en los equipos de reflectometría (61. Sin embargo, éste no es el límite, dado que se pueden adquirir parcialmente bloques de 256 promedios, la cantidad que se desee para elevar la calidad de la señal.

4.5 CONTROL DE ADQUISICION.

Para el control del sistema de adquisición, se diseño un .circuito que permita programar los parámetros del proceso de adquisición, y sincronizar los pulsos de LASER con el almacen&miento de los datos en memoria. Los parámetros programables son:

1.- Número de muestras a capturar de un ciclo de señal 2.- Posición de la ventana de muestreo 3.- Selección del valor del promedio n.

En la figura 4.10, se muestra el diagrama esquemático de la sección de CONTROL DE ADQUISICION. Consiste en tres contadores programables, para los parámetros del proceso de adquisición. En'esta misma figura, se tiene el reloj del sistema de 10 MHz, para las operaciones internas del sistema de adquisición. Además, se cuenta con un generador de pulsos de 2 khz para la sincronía del disparo del LASER.

Las funciones asignadas a los contadores son las siguientes:

PROMEDIO - Lleva el conteo de los pulsos de LASER, para calcular el promedio. Es de 8 bits, programable entre 1, 16, 32. 64, 128 y 256, formado por los C1 USA, U7 y U8 de la figura 4.10.

POSICION QE LA.VENTANA DE MUESTRE0 - Se encarga de producir un desplazamiento entre el inicio del pÜlso de LASER y el almacenamiento. Con lo anterior el sistema posiciona la ventana de muestreo en regiones de mayor interés (ver fig 4.11). El contador es de 12 bits, s610 se programan los 4 mas significativos. Si se tiene el .reloj del sistema de 10 MHz, el contador puede producir posicionamiento de ventana de muestreo de O a 384 1 s en incrementos de 25.6 ps (U9, U10 y V i l ) . En una fibra con indice de refracción en el núcleo de 1.5, la luz viajara a 200 km/seg; El posicionamiento de la ventana sera de O a 76.8 km en incrementos de 5.12 km.

.?.

48

I I I

.'i

50 capitulo 4

I .- Cargar los contadores individuales con un valor inicial. 2 . - Activar la señal de arranque (inicio). 3.- Esperar a que los contadores alcancen el valor máximo, generando la.señal de sobreflujo. 4.- Detener el conteo automáticamente utilizando la señal de sobreflujo. . .

En la figura 4.12, se muestra el diagrama de tiempos de las principales señales del contador del número de muestras de la figura 4.10. El diagrama de tiempos esta ejemplificado para contar 8 pulsos de reloj (capturar 8 muestras). Dado que el circuito completo es de 12 bits, su cuenta máxima será de 4095. Por lo tanto, para que se presente un contea de 8 pulsos, es necesario cargar el contador con un valor inicial de 4088 = 4096-8 (ver f ig . 4.12 ).

El arranque del circuito se inicia cuando se aplica un restablecimiento en la señal de entrada RESET. Sucedido lo anterior, el basculador (flip-flop) U6A asociado al contador, tornará a estado bajo la terminal de carga (LOAD) de los circuitos (ver fig. 4.10). Esto. obliga a que el contador cargue constantemente el valor inicial con cada flanco positivo del reloj. De esta manera, el contador tendrá una apariencia de encontrarse estático (ver fig.4.12).

n - - - - - - - INICIO

1 2 3 4 5 6 7 8 SALIDA x x x x x x x x x x

4088 4088 4089 4090 4091 4092 4093 4094 4095 4088 4088

RCO

Figura 4.12. Diagrama de tiempos del contador de 12 bits.

capítulo 4 51

Para continuar el proceso, se espera una transición positiva en la linea de inicio del flip-flop U6A (fig. 4.10). La línea de carga se elevará permitiendo el conteo normal en sincronfa con el reloj. Dado que la cuenta tiene como primer valor 4088, transcurrirán 8 pulsos de reloj para alcanzar el 4095 (ver fig. 4.12). Como este es el valor máximo del contador, la línea de sobre flujo del U12 presentará un estado alto. El circuito de compuertas formado por UIC, U2C y U3C @arte superior del contador en la fig. 4.10), generará una señal equivalente a RESET, que se aplica al flip-flop U6A. El contador volverá a cargar una vez más el valor inicial aparentando estar en reposo. El proceso se repetirá con cada pulso de inicio.

En la fotografía 4.2, se muestra el ensamble del sistema de adquisición a nivel "Rotoboard". Esta placa incluye la sección del SUMADOR Y MEMORIA, CONTROL DE ADQUISICION y REGISTROS DE CONTROL. En forma de m6dulos de circuito impreso se tiene, LA LINEA DE RE.TARD0 digital y EL CONVERTIDOR A/D.

Fotografía 4.2. Ensamble del sistema de adquisición.

52

4.5.1 MUESTRE0 de 10 Mmps a lo0 Mmps.

En la secci6n 4.5, se mencion6 que el CONTROL DE ADQUISICION, cuenta con un reloj de 10 MHz, Este reloj sincroniza las oper8Ciones internas del sistema. adem& determina la tasa de muestreo del convertidor Am. Por lo m t o , el sistema es capaz de capturar a 10 Megamuestras por segundo (10 Mmps, una cada 100 ns) para una señal transitoria. Aprovechando que la sefiai de reflectometrla es periódica, se puede aplicar una técnica de muestreo por corrimiento para elevar en forma virtual la tasa de muestreo y mejorar las características de velocidad de adquisici6n del sistema

~ 4 1 .

En la figura 4.13, se presenta la tecnica de muestreo por corrimiento utilizada en el sistema de adquisici6n. Se muestra para un caso que incrementa el muestreo base por 3 veces. Ea técnica consiste en aplicar corrimientos de atraso o adelanto a la señal a digitalizar con respecto a un punto de muestre0 origen.

.- t MUESTRE0 BASC

~~

F i p n 4.13. T6cNu de mwatrw por corrimisnio.

Chp(tlll0 4 53

Durante el primer barrido de muestreo, el muestre0 base es efectuado con referencia a cero, cada muestra está espaciada por At. Para el barrido 2, la seBal se adelanta en 1/3At, por lo que, las muestras estarán intercaladas con las muestras obtenidas en el barrido 1. Así, esperando que s u d a el barrido 3 la señal aparecerá 213At adelante respecto ai barrido 1. Con esto, las muestras quedara intercaladas entre las muestras del barrido 1 y 2 @arte inferior de la fig. 4.13). Aunque el muestre0 base conserva la misma tasa de repetición, el muestreo aparenta ser de 3 veces el muestre0 Base.

En el desplazamiento de la seflal de reflectomettía para el muestre0 por corrimiento, se utilizd un circuito PDU-13256-10, que es una línea de retardo programable digitalmente. Este circuito, permite producir retardos a una señal digital entrante. en incrementos de 10 ns. como io muestra la figura 4.14

. - PROCRAMACION DE RETARDO I

Fipra 4.14. Diagrams a bloques y de se&l del PDU-13256-10.

En el diagrama de la figura 4.3, perteneciente a la sección de. RETARDO DE DISPARO DE LASER Y CONVERTIDOR AID, se muestra la conexión de la línea de retardo digital en el sistema. La función del circuito es, producir desplazamientos de 10 ns a la sena1 proveniente de la sección CONTROL DE ADQUISICION. Esta señal es utilizada para disparar el LASER en sincronía con el almacenamiento de los datos.

El uso del circuito PDU-13256-10 en el sistema disefiado, permite incrementar X 10 el muestreo base. Por lo tanto, el muestreo equivalente para una señal peri6dica es de 100 Mmps (Ver fig. 4.15). Es necesario señalar que el muestreo por corrimiento repercute en el tiempo de adquisición del

54 capírulo 4

sistema. Se incrementa en 9 veces el tiempo requerido para el muestre0 base, dado que se invierten 9 ciclos de señal adicionales.

MUESTREO APARENTE 100 Mmps

I, ( ( ' ( ' ( ' I ' I - t I I

4 100 ns MUESTREO BASE 1OMmps

I

Figura 4.15. Muestre0 equivalente a 100 Mmps.

La fotografía 4.3, muestra el montaje en circuito impreso de la línea de retardo para sincronía de los pulsos de LASER.

Fotografía 4.3. Montaje del circuito PDU.

capltulo 4 55

4.6 REGISTROS DE CONTROL.

En la figura 4.16, se muestra el diagrama esquemático de la sección de REGISTROS DE CONTROL. El sistema de adquisición de datos fue diseñado de tal manera que es controlado a través de 6 registros. Cuatro de ellos se encargan de programar el número de muestra, el promedio a calcular y los comandos de arranque de captura Los dos restantes están destinados para el acceso a los datos capturados por el sistema

Los dispositivos utilizados para formar los registros son: el CI TTL 74iS374 (U2, U3, U5 y U6) y el reforzador bidireccional 74LS245 (U8 y U9 de la fig. 4.16). La programación de estos registros se realiza por medio de las líneas de señal provenientes de la INTERFAZ A PC.

A continuacidn, se describen las funciones de cada registro:

17 6 5 6 3 2 1 0 1 Reaistro O (U21

Programa la unidad de retardo entre O y 15 incrementos de 10 ns para efectuar el muestre0 por corrimiento. io01 Valor normal a 10 Mmps.

No usados

Reaistro 1 (U3i

1= Restablece el sistema (RESET). o= normal.

Arranque de sistema en flanco positivo. O= normal.

O= Permite acceso a memoria. 1= No permite acceso a memoria.

1= Promedio de 1. O= Promedio de 16, 32, 64, 128 y 2 5 6 .

Bits del 8 al 11 del contacior de direcciones.

56 capítulo 4

11111111

aaaaaaaa

O 0 V U ** "Y oe JJ 30 II ,I

I J

E

1 8

I .I

Figura 4.16. Sección REGISTROS DE CONTROL.

Capítulo 4

7 6 5 6 3 2 1 0

51

Reqistro 2 (u51

-Bits del O a 7 del contador de direcciones.

( 7 6 5 6 3 2 1 0 1 Reqistro 3 (U61

1111= promedio 1 ó 16, ver Reg.1 bit3. 1110= promedio 32. 1100= promedio 64. 1000= promedio 128. O O O O = promedio 256.

Bits del 8 a 12 del contador de posición de ventana de muestreo, son los únicos bits programables de este contador.

Los registros 4 y 5 (U8 y U9) son de acceso a memoria y corresponden al byte bajo y alto respectivamente, de los 16 Bits de datos.

4.7 INTERFAZ A PC.

La figura 4.17, muestra el diagrama esquemático de la interfaz de control y comunicación entre 1 a . k y el sistema. Consiste de un decodificador de direcciones de puerto de PC (VI , U2 y U3, CI TTL 74LS85), y un reforzador bidireccional U7 (CI 74LS245) para el bus de datos. Las ventajas de utilizar esta interfaz son: alta velocidad de transferencia de datos, fácil manejo por programa, circuito electrónico sencillo, y se ensambla en una tarjeta de circuito impreso para una ranura de expansión de la PC. . .

Las señales enviadas por la tarjeta de interfaz tienen el propósito de accesar los 6 registros que componen la sección de REGISTROS DE CONTROL del sistema. Estas señales son:

Dir. 3 Bits - El sistema cuenta con 6 registros, la interfaz requiere de solo 3 bits de direcciones BAO-BA2 para su acceso.

.,

Capitulo 4 59

Datos 8 Bits - Estas 8 líneas son bidireccionales, es el canal de comunicación de datos entre la BDO-ED7 y el sistema.

cs RIW

- Señala un acceso a los registros del sistema.

- Indica una lectura o escritura a los registros.

PC

Para proporcionar seguridad eléctrica a la PC, cada línea utilizada de la ranura de expansión es conectada a una s61a carga TTL o por medio de circuitos reforzadores. La tarjeta de interfaz puede ser conectada a una computadora XT o AT dado que las líneas utilizadas son comunes para ambos modelos.

En las figuras 4.18a y b, se muestran los diagramas de tiempo de las señales para una lectura y escritura realizada por la PC a los registros del sistema [ 151.

x DIR - x [ - _. OIR

- . .

DATOS DATOS

'7 1 h)

Fig& 4.18. Ciclo de lectura y escritura de PC a reb' 71stros.

El mapa de direcciones de puertos de la PC muestra las localidades disponibles, en donde se puede ubicar la dirección base de acceso a los registros del sistema (ver fig. 4.19). En este caso la dirección seleccionada es la 0300h, asignada para prototipos 1161. La tarjeta de interfaz cuenta con microinterruptores (SW 1-SW3) que permiten programar la dirección, en cualquier parte del mapa, en griipos de 8 localidades. Es decir. direccidn 000h. OORh,.. 0300h. 0308h. etc.

En la fotografía 4.4, se muestra el ensamble de la INTERFAZ A PC en una tarjeta para ser insertada en la ranura de expansión de la computadora.

PVERlOS OL I/O PC/Ai PUERTOS DE I/O PC/AT

8259 PiCWi WASTER)

040 8254.2 TEMPORtZAOOR O50

o70 RELOJ Y MASCARA DE NMI I80

OAO .~ ,8259.4 PIC Y2 080

I C 0 I ou

OEO RESLRVAOO I EO

.___.__ __~

PUERTOS DE #/O PC/Yl Y AT

Fiyrd 4.19. Mapa de direcciones de puerto para PC.

Fotografía 4.4. INTERFAZ A PC.

Capírulo 4

4.8 CAHAC~I'I;.i¿IS'I'ICAS 1>1'1. SISI'KMA DI;. Ai>YUiSiCiON l>l I>A'I'OS 61

De la descripción del sistema de adquisición de datos se resumen las siguientes características:

CARACTERISTICAS

CONVERTIDOR.

- Convertidor de 8 bits tipo FLASH, - Señal de entrada de O a 5 Volts. - Impedancia de entrada 50 0. - Conector de entrada BNC. ' , ' '

- Linealida de % del bit menos significativo (ver apéndice A), - Relación señal a ruido de conversión 47 dB (ver apéndice D). '

, . .

ADQUlSlClON Y ALMACENAMIENTO.

- Capacidad de memoria 8K Bytes organizado en 4K x 16 bits.

- Digitalización a 10 Mmps para señales transitorias,

- Promedio 16, 32, 64, 128 y 256 Veces. - Capacidad de muestreo programable de 1 a 4096 en pasos de 1 muestra. - Posicionamiento de la ventana de muestreo de O a 384 ms en incrementos de 25.6 p s . - Sistema programable a través de: 6 registros de control.

(4092 muestras de datos)

y 20 Mmps, 50 Mmps y 100 Mmps para señales periódicas.

4.9 PROGRAMACION DEL SISTEMA.

Para aprovechar y demostrar las características del sistema de adquisición, se diseñó un programa en lenguaje PASCAL 1171 que permite la interacción requerida entre el usuario y la información capturada. El programa presenta un mentí de funciones como se muestra en la figura 4.20.

En esta misma figura, se observa una señal de reflectometría simulada por programación, con el objeto de describir las funciones del sistema de adquisición. Cada opción del menú se ilumina en video invertido para representar el modo activo. A continuación se describen las funciones del menú en orden de importancia.

I

62

I" OBIER".

il Fipra 4.20 Menú principal de funciones con una señal simulada.

256 550.000 p s

1 - PROMEDIO 2,#- PERIODO DEL PULSO, 3 -'VELOCIDAD DE'PROPAGACION 200000000.000 m/s 4 ' - TASA DE MUESTRE0 10 Mmps

D 5- EJE X DISTANCIA/TIEMPO 6' - EJE Y. TITULO dB 7, - EJE Y MAXIM0 8 - EJE Y MINIM0

o. O00 -24.000

Glpftulo 4

6 - 256 SELECCION

CONFIGURACION.

cu[~llulo 4 1

L o s parámetros configurables son los siguientes: I 1

1

63

1.- Período. Es el período de la señal de reflectometría en milisegundos (tasa de repetición del pulso de

LASER). El propósito de este parámetro es conocer el tiempo disponible entre los pulsos de LASER para determinar el número máximo de muestras a capturar. Esto es de acuerdo a la tasa de muestreo y a la capacidad de memoria del sistema.

2.- Tasa de muestreo. La frecuencias de muestreo disponibles en el sistema son: 10 Mmps, para señales transitorias, 20,

50 y 100 Mmps, para señales periódicas.

3.- Promedio. Los valores promedio para la reducción del ruido con que cuenta el sistema son: 1; 16, 32, 64,

128 y 256 veces. El valor de promedio 1 es la digitalización de la señal sin procesamiento, esto es, con el fin de efectuar análisis en la señales.

4.- Velocidad de orooagación. Es la velocidad de la luz en la fibra, en metros por segundo. Para determinar la ubicación de las

fallas en la fibra óptica se requiere de conocer la velocidad con que viaja la luz a través de la fibra.

5 . - Eie X. TiemoolDistancia.

si se esta analizando una señal en el tiempo, definir la escala del eje. Es necesario especificar el parámetro del eje X para representar la distancia en la fibra, o bien

6.- Eie Y. título. Se especifica el título del parámetro del eje en la gráfica de la pantalla, ejemplo “V” 6 “dB”

(voltaje 6 decibeles).

1.- Eie Y. máximo v mínimo. Con estos parámetros se definen los límites superior e inferior al graficar el eje Y. La señal a la

entrada del sistema de adquisición se puede representar en la graficación con valores numéricos: enteros,o reales,.de voltaje o en dB’s, ejemplo:

64

Convertidor Enteros Reales A/D de 8 bits Voltaje

25.1 255 5 +127

aplrulo 4

dBs

O

VENTANA.

La ventana es una opción que permite establecer una región de muestreo, el objetivo es pOSiCiOnX el muestreo orientándolo a las secciones de mayor importancia de la señal, y así mejorar la velocidad de respuesta del sistema.

En la figura 4.22 se muestra el posicionamiento dc la ventana de muestreo (parte inferior de la figura), en donde se marcan los límites de muestreo del km 51.000 a km 101.2.

Figura 4.22. Definición de la ventana de muestreo

SIMPLE o CONTINUO.

Una vez configurado el sistema se puede capturar la señal y presentarla en pantalla, la opción .&& permite digitalizar una sola vez y mostrar la información para su análisis. En el modo continuo, la información se actualiza constantemente para poder monitorear los cambios que se presenten.

?

Caprturo 4

ZOOM X v ZOOM Y.

65

Para .mejorar la visualización de la señal en la pantalla se cuenta con dos funciones de escalamiento gráfico para los ejes X y Y, como se muestran en la figuras 4.23 y 4.24.

11.m

R

I iim

Figura 4.23 Región de importancia, para escalamiento.

66

LEER v GRABAR.

copítulo 4

Para cl manejo posterior dc la información capturada por el sistema de adquisición, se han integrado estas dos funciones al programa, ,los datos pueden ser grabados en archivo de disco'y r ! . . ser recuperados,posteriormente. El formato de los datos en disco es del tipo texto en dos columhas de las coordenadas X y Y; con este formato se facilita que los paquetes comerciales de procesamiento

, ,< : . . .

, ~ , , , . , ,

y graficación, puedan procesar la informaci6n capturada por el sistema. ' ,

Capítulo 5

Pruebas de Caracterización y Resultados

En este capítulo se describen la pruebas llevadas a cabo al sistema de adquisición de datos, y se presenta una comparación de las señales digitalizadas con las señales originales.

En la demostración de operación del sistema de adquisición y promedio de datos, se realizaron pruebas que estuvieron divididas en:

Pruebas de señalización interna del sistema, consistentes en demostrar la teoría del diseño y el funcionamiento lógico.

z, consistentes en demostrar el funcionamiento global del sistema, tomando en cuenta que la señal es digitalizada, procesada y presentada en la pantalla de una computadora.

68

5.1 MONTAJE DEL SISTEMA.

caprtub 5

En la figura 5 . 1 se muestra el esquema del equipo para efectuar las pruebas al sistema de adquisición. El objetivo del esquema de pruebas, es aplicar una señal al sistema de adquisici6n para su digitalización, y comparar los resultados presentados en la pantalla de la computadora con la señal que es observada en la pantalla del osciloscopio.

./

osclLoscoPlo ADQUISICION

Figura 5 . I . Esquema de pruebas.

El montaje del sistema de adquisición y el equipo auxiliar de pruebas se muestra en la fotografía 5.1. Se compone de una PC, el sistema de adquisición, un analizador de estados 16gicos, un generador de señales y un osciloscopio (lista de equipo, ver apéndice B).

. El.montaje fue realizado de tal manera, que la serial observada en la pantalla del osciloscopio producida por el generador de señales, se pudiera presentar en la pantalla de la computadora.

5.2 PRUEBAS INTERNAS

En la señalizaci6n interna del sistema de adquisición se encuentran cuatro puntos importantes que definen el funcionamiento i6gico del sistema. Estos puntos son:

1- Disparo secuencia1 de contadores binarios 2- Ciclo de lectura, suma y escritura de datos

Capítulo 5 69

3- Señal de sincronfa para disparo del LASER 4- Ciclos de lectura y escritura a los registros de control.

Fotografía 5.1. Montaje de prueba del sistema de adquisición de datos.

El conjunto de fotografías (5.2 a 5.5) que se muestran a continuación pertenecen a la señalización interna del sistema de adquisición de datos.

La fotografía 5.2 muestra el disparo secuencia1 del contador de retardo para la posición de la ventana de muestre0 (1) y el contador de muestras 6 direccionamiento de memoria (2), que son localizados en la sección de CONTROLDE ADQUISICION del sistema (ver sección 4.5, fig. 4.10). Las señales observadas son:

o v 2 LSB2 ACONT2

ov1 LSBl ACONTl

- Señal de sobre flujo del contador 2 . - Bit menos significativo del contador 2 . - Arranque del contador 2 .

- Señal de sobre flujo del contador 1 . - Bit menos significativo de contador 1 . - Arranque del contador 1.

70 caprturo 5

IN1 - Comando de inicio CK -, Reloj del sistema.

En la fotografía podemos comprobar el arranque secuencial de los contadores. El contador (1) permite un desplazamiento del arranque de contador (2), con esto se posiciona la ventana de muestreo. Para mantener perfecta sincronta entre la señal de reflectometría y el proceso de digitalización, el mismo comando de inicio de los contadores (INI), genera el disparo del LASER.

Fotografía 5.2. Disparo secuencial de contadores.

En la fotografía 5.3 se muestran las señales involucradas en el proceso de lectura, suma y escritura de datos, de la sección SUMADOR Y MEMORIA del sistema (ver sección 4.4, fig. 4.5). Las señales presentadas en la fotografía son:

I.

RIW cs LSB2 ACONT - Control de arranque. CK IALM - Inicio de almacenamiento.

- Señal lectura y escritura. - Selección de memoria (CS memoria). - Bit menos significativo de la dirección de memoria.

- Reloj del sistema (digitalización continua).

Cauiruio 5

-

71

Fotografía 5.3. Ciclo lectura, suma y escritura de datos.

En la fotografía se puede apreciar que el reloj del sistema es constante, pero el almacenamiento de los datos es controlado por una señal de mando (IALM). Se observa también, que para cada dirección de memoria (cada estado del LSB2), la señal R/W toma el nivel alto y enseguida el nivel bajo. Esta secuencia de señales realiza una lectura y una escritura en la misma dirección de memoria, para efectuar la acumulación o suma de datos para el promedio. El aprovechamiento completo del ciclo de reloj, es un punto crítico del sistema de adquisición de datos y ha permitido desarrollar la técnica del promedio a una velocidad excelente.

En la fotograffa 5.4 se presenta la señal de disparo para el LASER, proveniente del circuito PDU. Esta señal es desplazada en incrementos de 10 ns por medio de la línea de retardo programable. El desplazamiento permite un muestreo aparente por barrido de 100 Megamuestras/seg, en señales periódicas (ver sección 4.5.1).

Para efectos de ilustraci6n, en la imagen se presentaron incrementos de 20 ns, con lo que se puede lograr una digitalización a 50 Megarnuestras/seg. La línea de retardo PDU-13256-10 es capaz de producir desplazamientos de 10 ns (ver hojas de datos, apéndice A), para generar un muestreo de hasta 100 Megamuestraslseg. Este es el caso de máxima velocidad de digitalización en el sistema de adquisición.

72

Fotografía 5.4. Señal de sincronía del PDU para el LASER. !I

Cap(tul0 5

La imagen de la fotografía 5.5 , muestra ciclos de escritura y ciclos de lectura, efectuados por la computadora a través de la interfaz a los registros de control del sistema (ver sección 4.7, fig. 4.17). Las señales observadas en la foto son:

'I B0/2 - Tres bits de dirección para 8 posibles registros (el bit más significativo en la

R/W - Señal de lectura y escritura R/W para registros. CS - Selección de registro CS.

parte superior). I1

En la fotografía se observa un ciclo de escritura cuando CS =O y R/W=O. Si se traza una línea vertical por esta señales, se aprecia que los bits de dirección se encuentran en estado cero. Por lo tanto se esta escribiendo en el registro cero. Con el mismo principio, la lectura se efectúa en el registro 1, cuando CS =O y RiW = 1.

I .

CaPirUlO 5

Fotografía 5.5. Ciclo de lectura y escritura de registros del sistema de adquisición.

5.3 PRUEBAS GLOBALES.

Las pruebas globales representan el nivel práctico del desarrollo del sistema de adquisición. En estas pruebas se observan tres aspectos:

1- Linealidad y Calibración. 2- Promedio de datos. 3- Digitalización a alta velocidad.

Las pruebas tiene como principio una señal analógica de entrada para su digitalización y finalizan con el despliegue de la información en la pantalla de una computadora.

Las siguientes fotografías muestran señales, que contienen parámetros necesarios para verificar el funcionamiento del sistema de adquisición. Estas señales se utilizaron debido a que por razones ajenas al experimento no se digitalizó una señal real de reflectometrfa.

14

Para efectos de comparación, en el resto del capítulo se presentarán fotograflas de las señales en el osciloscopio y la imagen digitalizada desplegada en la pantalla de la computadora.

5.3.1 LINEALIDAD Y CALIBRACION.

Las fotograflas 5.6a. y 5.6b son de una señal trapezoidal de aproximadamente 350 ms y 4.1 Volt de magnitud, observada en el osciloscopio. Los parámetros de la señal son utilizados para comprobar la calibración del sistema. La digitalización de estas señales se presenta en las figuras 5.2a y 5.2b, que fueron graficadas en la pantalla de la computadora. La linealidad de señal, se puede verificar en forma aproximada utilizando un escalímetro, comparando la parte recta de la señal en las fotografías con la parte recta en las figuras. Sin embargo, la característica de linealidad es dada principalmente por el convertidor AID que en este caso es de Ih del dfgito menos significativo (ver apéndice A). La magnitud de la señal digitalizada se muestra con los cursores en la figura 5.2b, con un valor de 4.1 Volts. La calibración de este parámetro es descrito en la sección 4.3. La captura de

la señal de la fotografía 5.6a se llevó a cabo en 0.5 ms y su despliegue en 0.5 seg. aproximadamente,

Fotografía 5.6a. Señal trapezoidal en osciloscopio, duración 294.1 ps.

Cupítulo 5

". r- .

' ' Fotografía 5.6b: Señil trapezoidal en osciloscopio, magnitud 4.08 V.

Figura 5.72. Digitalización de la señal de la fotografía 5.6a. duración de 294.1 P.

9L

Capítulo 5 I1

Fotografía 5.7. Señal con ruido.

-"omzTF,re OPT,-

- UEnTIYQ

Figura 5.3. Seíial digilalizada sin promedio. (promedio= 1).

Cqaltulo 5 79

Fiyrn 5.6. Señal promediada 256 veces . .

5.3.3 DICITALIZACION A ALTA VELOCIDAD . En una señal de retlectometría una de las características importantes es, la localización de fallas

o fracturas en la fibra óptica que provocan una reflexión de Frssnel (ver sección 2.5.2). El ancho de los picos es aproximadamente igual al ancho del pulso de LASER inyectado en la fibra. Para probar la capacidad del sistema de reconocer tal informaci6n. se ha seleccionado una señal en forma de pulso transitorio repetitivo de aproximadamente 100 ns de duración (ver fotografías 5.8a y 5.8b). Para obtener la señal se utilizó un generador de funciones HP3312A, operando en modo de disparo sincronizado por una señal externa.

Las cuatro figuras siguientes (5.7 a 5 . IO) representan la digitalizaci6n de la señal de la fotografia 5.8a y b, eon una tasa de muestre0 de 100 nslmuestra (10 Mmps) hasta IO mímuestra (Io0 Mmps). Se observa que, a medida que se eleva el número de muestras por segundo. se va reconociendo la información deseada.

A IO Mmps se puede obtener una muestra del pulso de 100 ns (ver fotografia 5.8a y fig. 5.7). y K aprecia que la muestra esta fuera y en la parte baja del pulso. Por lo tanto. no se puede reconocer la información.

80

Fotografía 5.8a. Pulso de 100 M.

I1

.I!

ih

Fotografía 5.8b. Pulso de 100 M, magnitud 2.96 V.

Cuplrulo 5

,,, . . . ; .!i

81

". OQIER". Figura 5.7. Digitalización de la seíial a 10 Mmps (muestras cada 10011s).

". W I E R " .

Figura 5.8 . Digitalizacidn 8 20 Mmps (muestras cada 50 IS)

Con un muestre0 a 20 Mmps se empieza a reconocer la información, debido a que al menos una muestra coincide con el pulso de 100 ns.

82 capítulo 5

,:Fibwra 5.9. Digitalimción n 50 Mmps (muestras cada 20 ns)

Figura 5;lOa. Digitalización a 100 Mmps, duración del pulso

100 11s (muestras cada 10 ns). . ~ . . . .I

E?

. .. , , . . ' ' Fotografía 5.9. Seíial senoidal de 100 IrHz. . .

j.. ., , i.

. . . .~ , ..

Figura 5.11. Digitalización de la seíial senoidal, T= 10 ps.

Glpfiulo 5 85

Fotografía 5,iO. Señal.tnangular de 100 kHz. . . . . .

. .

Capítulo 6

Aplicaciones potenciales

En este capitulo se muestra una serie de aplicaciones del sistema de adquisición de datos diseñado, en el área de: ecografía acústica y sensores ópticos.

-

El sistema de adquisición y promedio de datos desarrollado, fue diseñado para la adquisición de seiiales de reflectometría óptica. Sin embargo, su campo de acción no se limita a esta área. El sistema puede ser utilizado en diversas aplicaciones como: digitalizador de señales transitorias y periódicas de alta velocidad, convertir una PC en osciloscopio con memoria digital, en un sistema de adquisición y procesamiento de señales de: ecografía acústica, SONAR, RADAR, y sensores ópticos.

88

6.1 ECOGRAFIA ACUSTICA.

Capfiulo 6

La ecografía por ultrasonido, ha llegado a sustituir a la radiografía en algunos camps, principalmente en el análisis de los tejidos biológicos. Este sistema tiene una gran aplicaci6n en la deteccidn ,de defectos de fabricación como por ejemplo: en álabes y ejes de turbinas, y en la medición de espesores de los materiales.

En este tipo de sistemas, un haz de sonido de alta frecuencia (0.5 a 10 MHz) se emite y se propaga através del elemento examinado. La onda reflejada del haz, puede proporcionar información acerca de los defectos localizados dentro del material, por medio del análisis de la frecuencia, la atenuación, la fase, etcétera 1181.

6.1.1 DETECCION DE FALLAS EN MATERIALES.

En la figura 6.1 se muestra el análisis realizado por ultrasonido de varias muestras de materiales metálicos. En la figura 6.la, se tiene un espécimen libre de defectos, originando dos pulsos en la señal, correspondientes a la cara anterior y posterior de la muestra. El tiempo entre los picos presentados en la señal, está relacionado con la velocidad del sonido en el material y con el espesor de la muestra.

-----CTj

c) €specimen con porosidad a) Espécimeii sin defectos

1

b) Espécimen can defectos oislodos d) Espécimen con defectos grandes

Figura 6.1. Análisis por ultrasonido.

Capitulo 6 89

si, ahora se supone, :la presencia de dos defectos de dimensiones pequeñas, en la señal, se producirán dos picos más, debido a la reflexi6n parcial del haz.

En la figura 6. IC, se presenta una muestra con una región de alta porosidad que produce un gran número de pequeñas reflexiones. En este caso, la energía del haz es.absorbida totalmente, de modo que noes posible detectar la pared posterior del espécimen. < ’

Como último caso, en la figura 6.ld se observa un material con un defecto de dimensiones considerables. El haz del sonido es reflejado en su totalidad y nuevamente no es posible identificar la pared posterior de la muestra.

AI analizar y procesar las señales de ecograffa, es posible obtener información referente a la dimensión y localización de los defectos internos, además del espesor del material.

6.1.2 MEDICION DE ESPESORES.

La medición de espesores es ampliamente utilizado en tuberías y calderas, con el fin de determinar la corrosión de los materiales. En la figura 6.2, se muestra la medición de un tubo corroído. En este caso, un elemento transductor acústico, es formado por el par emisor-receptor, y se desplaza en forma longitudinal ylo circular. El objetivo es tomar un conjunto de muestras, para recabar información que permitirá reconstruir tridimensionalmente el estado de la corrosión en el

1 Figura 6.2. Medici6n de espesores en matenalec.

90

6.1.3 RADAR Y SONAR.

Capitulo 6

Las señales manejadas por un sistema de RADAR o SONAR se basan en el mismo principio de la señal de ECO. Es decir, la señal reflejada tiene como fuente un impulso inyectado en e¡ medio que se está analizando. El sistema de adquisición de datos desarrollado en esta tesis,.es semejante a un sistema que permite la captura y procesamiento de señales. de ECO. Adaptar este trabajo para aplicaciones de ultrasonido, RADAR ,SONAR, etc. prácticamente no requiere cambios, dado que fue diseñado para capturar señales que operen con el mismo principio (señal de Reflectometría óptica). .I+

6.2 SENSORES DISTRIBUIDOS.

Con la combinación de las fibras y la reflectometría óptica, ha surgido una nueva generación de sistemas de sensado distribuido. En estos sistemas se emplean técnicas como: Reflectometría óptica en el dominio del tiempo (OTDR), Reflectometría de óptica polarizada en el dominio del tiempo :+(POTDR) 'y Reflectometría óptica en el dominio de la frecuencia (OFDR). Además, se emplea:muitiplexaje en el tiempo yio en la frecuencia.

!

Un gran número de sensores distribuidos con fibra óptica ofrecen ventajas únicas sobre la tecnología con sensores convencionales [ 11. Los sensores distribuidos facilitan el monitoreo de varios puntossimultáneamente. pcrmiten formar una red de monitoreo a control remoto, y simplifican la instalación de un sistema sensor multipunto.

Existen dos grandes categorías en el sensado distribuido: sensado continuo en la fibra óptica, y sensado quasi-distribuido. En el sensado quasi-distribuido, el parámetro es medido en secciones predeterminadas de la fibra, regularmente se usan métodos de multiplexaje, pueden ser intrínsecos o extrínsecos.

6.2.1 'SENSAW EXTRINSECO.

En la figura 6 . 3 , se muestra una forma de sensado extrínseco, donde el elemento sensor es separado de la fibra óptica, el sensor extrínseco puede ser un cristal transductor o un nivel de potencia óptico.

Capítulo 6 91

sensor 1

0 sensor 2

Fibra sensor 3

Generador sensor 4 de pulsos

t Fotodetector I

sensor 2 p+f-=* óptica sensor 3

sensor 4 V

Generador

Fotodetector

Procesador de senoles I ”

,

Figura 6.3. Sistema sensor extrínseco.

6.2.2 SENSAM) INTRINSECO.

En el sistema de sensado intrtnseco, la fibra óptica es propiamente el sensor. El parámetro a medir produce cambios a la luz que pasa en la fibra. Estos cambios pueden ser de intensidad, fase, polarización, absorci6n. cambios en la longitud de onda o una combinación de ellos. Las fibras 6pticas convencionales pueden ser sensitivas a esfuerzos, presión, temperatura y radiación nuclear. Algunas fibras especiales pueden detectar otros pa rhe t ros como: campo eléctrico y magnético [I].

Fibra óptica manomodo, montoda en lo SuperfiCie

de io tubería

I Figura 6.4. Aplicaci6n en tubedas.

Capírulo 6

En la figura 6.4 y se muestran dos ejemplos de sensores ,tribuidos. En la primera figura,

una fibra,pptica fue instalada sobre la superficie de una tubería. El sistema puede monitorear a distancia la presencia de algún esfuerzo o ruptura del tubo. El efecto detectado en este sistema, es la región de atenuación producida en la fibra al aplicar una presión sobre ésta.

En la figura 6.5 se observa un sistema de detección de personas (intrusos), que consiste en un serpentin de fibra óptica extendido en una superficie. Si un sujeto intenta cruzar el área, su presencia y su ubicación será detectada.

11 I

Figura 6.5. Alarma de intrusos.

6.2.3 SENSADO POR LUZ POLARIZADA.

Un método para medir campo eléctrico y campo magnético, es detectando el cambio de la polarización de la luz, en la energía retrodispersada. Un reflectómetro de óptica polarizada (POTRD) se muestra en la figura 6.6.

En este sistema se emplea una fibra óptica monomodo o una fibra especial que mantiene la polarización de la luz. El LASER envía pulsos con un ángulo de polarización de 45 grados respecto al eje principal de la fibra. El material de la fibra es seleccionado de tal manera que, el par6metro a medir cause una rotación razonable en la polarización de la luz retrodispersada. En el detector, la luz se 'kecibe con dos polarizadores onogonales, para obtener la relación de la polarización de la señal inyectada con la señal recibida.

,

Capítulo 6 93

Divisor de haz

Fibra óptico monomodo LASER I I I I

PUIS0 t i Divisor de hoz

polarizado Fotodetector

de señal

Fotodetectar

Pulso retordado

3

F i p r a 6.6. Reflectómetro de óptica polarizada.

6.2.4 MEDICION DE TEMPERATURA.

La temperatura es otro parámetro que puede ser medido con sensores distribuidos de fibras ópticas. El fenómeno de la retrodtspersión RAMAN en la fibra, es aprovechado para el sensado de la temperatura y/o puntos calientes [l]. La medición se puede realizar con fibras ópticas convencionales, una aplicación se encuentra en la detección de puntos calientes en equipos eléctricos tales como transformadores, y puntos importantes en las plantas termoeléctricas.

6.3 RADAR OPTICO.

El RADAR óptico o LIDAR, es un sensor remoto que constituye una herramienta poderosa para la medición de contaminantes atmosféricos. El funcionamiento es idéntico al RADAR, con la diferencia de que la señal enviada es un pulso de luz LASER. La figura 6.7, muestra el diagrama a bloques del LIDAR, donado por el Gobierno de Italia al Instituto de Investigaciones Eléctricas (IIE) 1191. En esta figura, se observa la sección del transmisor LASER (parte superior), la sección de detección de la señal, formada por una óptica tipo telescopio, y un sistema digitalizador y de procesamiento de señales formado por una computadora Microvax 11. La señal de reflectometría capturada contiene información de la concentración de cierto contaminante, en relación a la absorción o atenuación producida en el pulso de luz enviado (ver fig. 6.8).

I,

Capftulo 6 !

I I

- - - Digitolirador Monocromador

Fotomultiplicadar

- - -7 o t- . .

.94

Computadora Microvax II

1 Sistema de control

y manejo de motores de movimiento del

telescopio

pulso del LASER

Optica de solido

Royo LASER

Pulso de ' slnCr0"lo

del LASEfi

L

Fibwra 6.7. Diagrama'a bloques del LIDAR del IIE.

. . Figura 6.8. Señal típica del LIDAR.

Capítulo 6 95

1' Oo0: 500

- n 2 400 - E '$ 300 - ., 0

o n o I ..

200 -

100 -

0 -

El sistema de adquisición y de procesamiento de señales empleado en el LIDAR, puede ser sustituido por el &te& diseííado.en esta tesis. Las características que se pueden obtener con este ;sistema son: bajo costo, vo.lumeñ~reducido, y u n sistema portátil.

En la.figura 6.9, se muestra el barrido de la atmósfera envnacentral termoeléctrica, para medir la concentraci6n de SO2. Este monitoreo se efectuó con el LIDAR del iE iriontado en una unidad móvil.

I Norte 'O0 1 4 O00 - 8.000

i2.000

+ Dial

I I

F i p m 6.9. Medición de contaminación atmosfkica.

El campo de los sensores distribuidos aún no ha sido estudiado del todo, debido a que son muy complejos, costosos y en algunos casos de gran volumen. El sistema de adquisición y procesamiento de dalos de este trabajo, contribuye a la simplificación y al desarrollo de sistemas sensores distribuidos y de otros sistemas de monitoreo de parámetros.

I

Capítulo 7

Conclusiones

En el presente trabajo de tesis se diseñó y construyó un sistema de adquisición y procesamiento de datos para reflectometría óptica. Se ha requerido del uso de la electrónica, del procesamiento, análisis y almacenamiento de información, así como de la programación y computo de datos. Del desarrollo y pruebas se resumen las siguientes conclusiones:

. El sistema efectúa promedios de datos de hasta 256 veces, valor práctico comunmente utilizado en los equipos de reflectometría óptica (OTDR), con lo que se obtiene una razón de reducción de ruido de 12 dB.

.El surnador empleado en la arquitectura del sistema de adquisición, para el promedio de datos, permitió una velocidad de respuesta de hasta 40 veces mayor, comparado con sistemas típicos de promedio. Esto satisface la necesidad de una respuesta rápida en la entrega de resultados (sección 4.4.2).

98 capflulo 7

' En el diseño del sistema se utilizó una técnica de muestreo por desplazamientos de la señal, que elevó virtualmente la tasa de muestreo de 10 Mmps a 100 Mmps para señales periódicas. Con el uso de esta técnica se logro digitalizar pulsos de 100 ns, comprobándose la capacidad de sistema para dete& los picos de reflexión de fresnel en la señal de reflectometría.

81

. Las pruebas del capítulo 4 de muestran que el sistema cumple con las características de velocidad, para ser utilizado eri la captura de señales de reflectometría.

- < Se elaboró un programa'en lenguaje Pascal para la operación del sistema de adquisición a través de una computadora personal. Permitió, dar la interacción necesaria con el usuario, la comodidad del manejo y la demostración de la características del sistema.

. Los componentes utilizados en la construcción del sistema de adquisición, son totalmente comerciales.

. El montaje del sistema de adquisición se realizó a nivel "Protoboard", la siguiente etapa del desarrollo es la simplificación del circuito y la reducción del numero de componentes, utilizando dispositivos programables como GAL, PlOs, etcétera. Además el circuito se puede ensamblar en una placa de impreso, con dimensiones físicas de.una tarjeta para computadora PC. Con esto se obtendrá un sistema prácticamente mas manejable.

'! ' Las aplicaciones descritas en el capitulo 6 . muestran las perspectivas potenciales para el uso

del trabajo'desarrollado en esta tesis. Uno de los principales beneficiados es el sector eléctrico, ya que se ,puede integrar un sistema de monitoreo en plantas termoeléctricas y nucleoeléctricas. Los parámetros a monitorear pueden ser la temperatura y presión en los sistemas de calderas, esfuerzos en las secciones mecánicas como turbinas, voltaje y corriente en la generación de energía eléctrica y radiación nuclear en las plantas nucleoeléctricas. También encontramos aplicaciones en sondas de pozos geotérmicos y medición de contaminantes atmosféricos.

II:

I/

!h

I1

I

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100

1121

1131

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,1231, '! ENDOH Hunihish, LEMBKE Michael. "Apply Delay Line in Digital Circuits". Electronics

!

Design, June 22,1989.

Apéndice A

!

- Hojas de datos Técnicos

102 Apéndice A

CMOS MICRO &Bit Monolithic A/D POWER Flash Converter SYSTEMS

FEATURES PIN CONFIGURATION

20 Mnz Sampllng Rale (maxi (so nsec Converslon ?me)

. . C1.K V"4

10 Mnz Rpul Frequency Bandwldlh B8 \CEFi.,

B7 Aibo . . A0110 AGNO

I R R OGND A b

AGND ARNO ' .

&Power CMOS-400 mW (max) ' ' ' '~ . ?,in LSB inlegrat and Dlnerentlal Llnenrlty (maxi . Guaranteed Monolonlcliy Wlth no Missing Codes Requlres NO SAMPLE AND HOLD Slngle Supply Vollage (+ 3V 10 + 6V) SO Packages Avallable

MIL-STD-BB3 Processing . ~ .

APPLICATIONS e3 A%

nlgh Speed Low Power AID Converslon . Radar Pulse Anaiysln Hlgh Speed Mulllplexed Dala Acqulslllon Vldeo Diglliring . . , , , .. ,

High Resolullon Hybild ADCS X-ray and Unrasound lmaglng

GENERAL DESCRIPTION ORDERING INFORMATION

ea B5

ti4 R ?b I

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u4 R BA

. .

82 VWt., B I CEI

O W CE2 _.

. . . . . ,

MP7684lD speed Conveis1an.

Operating al 20 MHz with dW mW power dissipation. the MP7684 achIevBs Its BrCsllent pdormance due 10 the Inher- MP788UC em hlgh speed of our proprietary 2 . 5 ~ Relraclory MolyM% num CMOS PIOC~SE TBChnOlWY with Iwo Independent I h ! o r ~ m n ~ ~ I melals.

An lnmvalivn design wuplsd with nxmllent technolcgy IWds 11581l to a high pedwmance 8-01! Flash AOC lhal r e quires no Sample and hold amplifier. and very hlgh InpLn

SIMPLIFIED BLOCK DIAGRAM

lmpedanca makso sMIDg lnt-ac~w Bssy am S I ~ ~ I ~ . me MIUO P- M P ~ W -m OI 256 C I ~ W mmparr

~ l B buneni anJ llmlw clranav, ~ysmoll bll mB(<so possible ,or the MP168i( (uII ,eMluton bv two In 88dso,

Apéndicr A

ElELIHlLAL L H A H A L I tliiiiitii Unles8 oihemlaa ipecmed

OlQllal ouians: Logic o cunent (SiRl Lmic 1 Cunani ISoUical

F [.I= W. Fc = IOMtiz (50% duty rqcle). TA = 25°C.

8

ri'h t3

* 1 *2'1>

GI, 12'12 .-

*I/* t 2 10 0.1 120 430

0 10 'bD IO M

1.5 3.5 f l

tlCQ rM, -1 t1:m

5

2 -1 :1 5 1.5 3.0 6.0 60 25 66 ~~

60

2) T& = +25

3 -1.5 -1.5

2.5 3.0

V Max

(unless otherwise noted)

CONO-

'o F 0.4V 'o = Voo- 0.N

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,.-. .,"PS-.. T.', 2 , < I I I I .........

Apéndice A 105

4.096 WORD X 4 BIT STATIC RAM

N CHANNEL SlLlCON CATE MOS PROCESS

TMWlZ063AP-25, TMW06üAP-35 Tnil MZ(168AP-45

SILICON MONOLITHIC

DESCRIPTION The TMM2068AP is a 16 ,384 b i t s h i g h speed and lair power s t a t i c random access memorf o r g a n i z e d as 4 ,096 words by 4 b i t s and o p e r a t e s f rom a s i n g l e 5V s u p p l y . T o s l i i b a ' s ' l i igh . .pcr formance d e v i c e t e chno logy p r o v i d e s b o t h h i g h speed and law power f e a t u r e s w i t h i1 maximum access t i h e oi 2 5 n s l l 5 n s I 4 5 n s and maximum o p e r a t i n g c u r r e n t o f 135/1?0 /120mR. When goes iiigli, ' t h e device is d e s e l e c t e d and p l a c e d i n a low power s t a n d b y mode i n w h k h maximum s t a n d b y c u r r e n t is 2OmA.. Thus t h e Ti.PI20büAP is mast s u i t a b l e f o r ' us i n c a c h e memory and h i g h speed s t o r a g e . The Ti\M2068RP i s o f f e r e d i n a 20 p i n s t J ? d a r d p l , & s t i c packaW wi th 0.3 i n c h w i d t h f n r hi>:li d c n : ; i i y ns::i.mliI,,.

f o r ,ir!> pe r fo rmance and Ibiyh r e l i ; i b i l i t y . '1.11,. ' ~ ~ , l ~ . , ~ ~ , ~ , , ~ ~ , ~ . , ~ i:. l . , b ~ ¡ , ~ ~ , C , ~ ' l W i l l , i l l , , i:lllll .,,,,,./ I i., ,.I> ,111111. I : ; I I i , '< l l l ,y,, YIW l ~ ~ c l ~ ! ~ o l ~ ~ l : ~

FEATURES

. Fast access time - . A l l inputs :.nd o u t p ~ ~ t s : D i r e c t l y TTI. c o m p a t i b l e t,,CC=25ns: T : . c . I ? o ~ ~ A P - ~ ~ . Power dovn f e a t u r e : C 3 ; V I H t ,kcc=35ns: T:!X2068AP-35 . T h r e e s t a c e o i i t p u t s tAcc= i5ns : ,,i:2.12053AP-45

1 ~ ~ = 1 3 5 n i n : T??!2068AP-?5

. I n p u t s p r o t e c t e d : i\il i n p u e s 6ra tSc: ion a g a n i s r

. ? a c k a c e : ' 2 0 "ins s t a n d a r d p i a s t i c package, . Log: power d i s s i p a t i o n s t a t i c cliarge.

1,.r=120mA: T:DlZnh8AP-.Is I

0 . 3 i n c h w i d t h . .,., icc=120mR: T!C~IZ05&!P-4S Isa=L0mA . s i n g l e 5v povar- ""PPIY . ~ u l l y static o p e r a t i o n

?!ti COIINECTIOI!

,A7 m v c c 1

A0 % A l l Address I n p u t s

c h i p S e l e c t I n p u t k i t e Enable Inpu t

vcc Power (+5V) GNU 1 Ground I

B L C í K DlAGRAiI

106 Apéndice A

@,: MOTOROLA

DESCRtPTlON - The SN54LS/74LS85 8s a 4-Bit Magnitude ComPar- ator which compares two 4-bit words (A. 0). each word having four P a r a l l e l l n p u t s ( A ~ A ~ , B ~ - B 3 ~ : A ~ , B3beingthemostrignificanrinputs. Operetion is not restricted to binary codes. the device will work wi th any monotoni~ code. Three Outputs are provided' "A &ater than 8" IOA > 0). "A 185s than 0" 1 0 ~ < 0). "A equal to 0" (OA = 8). Three Expander Inputs. IA>B,IA<B, IA= ~,allowcascadingwith~uteiternalgates.Far prope! compare operation. the Expander Inputs to the least significant position must be connected as foilows: IA < B = IA > = L. IA = 8 = H. For SeliBl(ripp1elexpanrion. the0A i ~ , OA< B and OA= B OutPutSare conn~ctedrespecr ive ly io the Ip ,~~ , I ~ < ~ . a n d I ~ = B i i n p u t n o t t h e n e x t most significant Comparator. as Shown in Figure t . Refer toApplicali?ns sectiqn al data sheel for high speed method of comparing large words

The Truth Table on the following page describes the operation of the SN54LSi74LS85 under all possible iagicconditions. The upper 11 lines describe the normal Operation under 011 conditions that will OeCUr in a ringle device or in a series expansion scheme. The lower five lines describe the Operation under abnormal conditions on the cascading inputs. Theseconditions occur when the parallel expansiontechnique is used.

SN54LS85 SN74LS85

EASILV EXPANDABLE . BINARY OR BCD COMPARIWN OA >Bi OAce. ANO O, OUTPUTS AVAILABLE LoAo"G a)

1.5 U.L. o 75 U.L. 1.5 U.L. 0.75 U.L. 0.5 U~L. 0.25 U.L. 10 U.L 5 12.51 u. 'I 10U.L. . 5 12.51 U.

A c B. A > B. Expander Inputs A Greater Than B Output (Note b) 0 Grealer Than A Output (Note b l

o i = 8 A Ewa l lo B Output (Note b) 10 U.L. 5 12.51 u.

PIN NAMES k A 3 . Bo-B, Parallel Inputs I A B A =B Expander Inputs IA<e. lA ,e o* >e 01 < e

NO<..: a t TrL Un!, Load lU.L.1 - 40 b. The Output LOW drive k I o r 8s 2.5 U.L. lor Mitilaw 1541 and 5 U.L. lor Commercii1 174)

T.mp,.t"r. Ranpa.

HlGw1.6 r n ~ Low

LOGIC OIAQRAM

/ / I h

I1

I1

4-BIT MAGNITUDE COMPARATOR

LOW POWER SCHOTTKY

I LOGIC SVMBOL

Vcc = Pin I 6 GND = Pin 8

CONNECTION DIAGRAM DIP ITOP VIEW1

..

J %nix - Case 620.08 tCersmm N Suflix - Case 848-05 IPtasttcI

Apéndice A 107

@ MOTOROLA

DESCRIPTION -The LS160A/l61A/162A/163A are high.speed ,4-bil synchronous counters. They are edge.triggered. synchronously presettable. and cascadable MSI building blocks lor counting. memory addressin8. frequency division and ofher applications. The LS160A and L S ~ 62Acount modulo 10lBCDI. The LS161A andLSl63AcounI modula 16 Ibinav.1

TheLS16OAandLC161A havean arynchronousMasterReset(Clear1 input thaf overrides. and is independent of. the clock and all other control inputs. The LS162Aand LSl63A havea Synchronous Reset (Clear) input Ihal overiidesall other cont!ol inputs. but iS anwe only dur ingthe rising clack edge. , .

SN54LSl74LS16üA SN!HLS/74LS161 A SN54LS/74LS162A SN!HLS/74LS163A

BCD DECADE COUNTERS/ 4BIT BINARY COUNTERS

LOW POWER SCHOlTKV

I 0CD (Modulo 101 I BmarvlMcdulo 16) Airvnchronour Reoet 1 LS16OA LSl6IA Syncnronous Reset I LS16iA LS163A

I

. SYNCHRONOUS COUNTING AND LOADING TWO COUNT ENABLE INPUTS FOR HIGH SPEED SYNCHRONOUS EXPANSION TERMINAL COUNT FULLY DECODE0 EDGE TRIGGERED OPERATION TYPICAL COUNT RATE OF 35 M t i i

LOADING Wxc a i - PIN NAMES

FE Pdialle €nao e Ac: ve -OW n p ~ 1 PO P3 Para, el WJIS CEP Count €nab e Pala lei InWL 0 5 2 1

CET CP

""+e o 5 ;- 3 2 5 " - l o * -

1 O 2 5 C i L Count Enaoae Tiic*le W.1 I O L . 0 5 J r c OCL I A C W ~ h l G m Go ng Ease "DL! 0 5 ~ . 0 2 5 J . Master Resel .An r e -CW. nc-1 05.. 025".

Qo o3 Para e, 0b ip . i~ $hole bi 1 O L . 5 i 251JL l e r m ~ n a Co.ni O d w I Ikow UJ 1 O J i . $ 5 7 5 I L L

Mñ sn s,ncnrono.s ~ e ~ e ~ i A \ c i ~ v e ~ O \ N ~ ~ D L I 1 O J - 0 5 r .

rc

STATE DIAGRAM

LS16OA * LS1624 L S I S I A . LSi63A LOGIC EOUATIONS

,, & , 'I

LOGIC SYMBOL

YCC - P i " 16 GND = Pin 8

'MR lor LSlWA and LS161A 'SR lor LS162Amd LS163A

CONNECTION OIAGRAMS DIP (TOP VtEWl

.MR lor L S I M A a n 4 LS161A 'SR lor LS162A and LS163A

J SuHir - Care 620-08

N Sunix - Case 648-05 1ce,amic1

(PImisl

108

INPUTS 16 I o

Apkndice A

INPUTS OUTPUT OUTPUT

2G I D

@ MOIYlROlLA

u

OESCRIPTION - The SN54LSi14~S240. 241 and 244 are Octal Buffers and Line Drivers designed 10 be emplwed 8s memory address drivers, clod< drivers and bus-oriented transmint)r8/recaNers Which provide improved PC board denskv.

L L L n~ L L n U ~n H

x 121 L x I21

b HYSTERESIS AT INPUTS TO IMPROVE NOISE MARGINS b 3.STATE OUTPUTS DRIVE BUS LINES OR BUFFER MEMORY

b INPUT CLAMP DIODES LIMIT HIGH-SPEED TERMINATION ADDRESS REGISTERS

EFFECTS

OCTAL BUFFERAINE DRWER WlTH 3-STATE OUTPUTS

LOW POWER SCHOTTKY

TRUTH TABLES

SNSILS/74LSZLü INPUTS

OUTPUT

(21

Apéndice A 109

DESCRIPTION -The SN54LSfl4LS245 is anoctal BusTrsnsminer/ Receiver designed for 8-line asynchronous 2-way data communication between data buses. Oireclion Input I0R)contmis transmission of Data l iom bus Ato Lus 0 or bus B to bus Adepending upon its logic level. The Enable input IE) can be used to isolate Ihe buses.

>

o HYSTERESIS INPUTSTO IMPROVE NOISE IMMUNVV

O INPUT DIODES LIMIT HIGH-SPEED TERMINATION EFFECTS 0 2WAV ASYNCHRONOUS DATA BUS COMMUNICATION

SN54W45 SW74IS245

OCTAL BUS TRANSCEIVER

LOW POWER SCHOHKV

LOOlC AND CONNECTION DIAGRAM DIP (TOP VIEW)

I

DESCRIPTION - The SN54LW74LS373 consists of eight latches with 3-state outputs for bu5 organized NRem applications. The flip- IIOPS appear transparent to the data (data changes .asynch?onouslyl when Latch Enable (LE) is HIGH. m e n LE 16 LOW, the data that mems the SPUD times is latched. Oga appear5 on the bus when the Output Enabld (051 IS LOW. When OE is HIGH the bus output is in the high impedence state.

I8

The SN54LS/74LS374 IS 8 high-speed. low-power Octal O-tvpe Flip- Flop leaiuring separate D-type inputs for each flip-flop and 3-state outputs for bur oriented applications. A buffered Clock ICP) and Output Enable (OEl is common to all flip-flops. The SN54LS/74LS374 is msnulactured using sdvanced'Low Power Schottky technology and is mmpatible with ail Motorola i i L families

EIGHT LATCHES I N A SINGLE PACKAGE 3-STATE OUTPUTS FOR BUS INTERFACING HYSTERESIS ON LATCH ENABLE EDGE-TRIGGERED D-TYPE INPUTS BUFFERED POSITIVE EDGE.TRIGGERED CLOCK HVSTERESlSONCLOCKlNPUTTOlMPROVE NOlS f MARGIN INPUT CLAMP DIODES LIMIT nmn SPEED TERMINATION EFFECTS

PIN.NAMES LOADING (Note al

00.6, na ta Inputs 0.5 U L 0.25 U L. LE Latch Enable (Active HIGH) Input 0.5 U.L.! 0.25 U.L 0 Clock (Active HIGH gomg edge) Input 0.5 U.L.1 0.25 U.L. OE ., Output Enable (Active LOW1 Input 0.5 U.L.1 0.25U.L. 00-07 Outputs {Note bi 65125)U.L. 11517.5) U.L.

HIGH/ LOW

Apkndice A

WITH 3-STATE OUTPUTS;

I OCTAL D-TYPE FLIP-FLOP I WITH 3-STATE OUTPUT I LOW POWER SCHOTTKY I CONNECTION DIAGRAM

DIP (TOP VlEWl

SN54LW74LS373

CONNECTION DIAGRAM DIP (TOP VIEW

SN64LS174~~374

J SUHix --Case 732.03 (Ceramic1 N SUHm -Care 738-01 IPlasiic)

NOTE The Flatpal verston ha9 !he same vinoutrlCoonenion Diagram)as !he Dual I n L m Package.

Apéndice B

- Lista de - Lista de

Componentes Equipo de Prueba

112 Apéndice B

A continuación se listan por secciones, los componentes electrónicos utilizados en el diseiío del sistema de adquisición.

Sección RETARDO DE DISPARO DE LASER Y CONVERTIDOR AD.

R1 75 íl Res. de metal 'A W 5 % . R2 50 Q Res. de metal '& W 5 % . R3 l k n Res. demetal 'A W 5 % . R4 5k íl Res. de metal Ik W 5 % . R5 l k 0 Res. de metal Ik W 5 % . R6 . . .. . .. 5k Q Pot. presición. R7-R8 100 íl Res. de.mek1 W 5 % .

Cl-C9 0.1 pF Cap. de mylar. Cll-C13 ' (10 pF) Cap. de tantalum, C14-Cl5 0.1 pE , . . , . I , . .Cap.,de mylar.

D 1 -D6 HP 5082 Diodos Schotky. Q1 :, 2N2222 Transistor NPN.

u1 MW684 ,Convertidor A/D. u 2 MP0033 Reforzador hplificador.

MPOP02 ,,, ..Amp. ,OP. MP5010 ".' Referencia ;de voltaje. :' u 4

u5 PDU- 13256- 1 O Línea de retardo digital. U6 74s 140 Convertidor de nivel TTL - 50 íl.

.. *- i n . u 3 I,

Sección SUMADOR Y MEMORIA.

Ul-U4 74LS283 Sumador de 4 bits. u5 74LS373 Cerrojo de 8 bits. U6-U7 74LS244 Reforzador de 8 bits. U8 " 74LS313 Cerrojo de 8 bits. U9-Ul2 U13 74LS157 Multiplexor de 2 a 1. U14 74LS32 Compuerta OR de 2 entradas.

IMS1423P-35 Memoria RAM de 4k X 4 bits.

Sección CONTROL DE ADQUISICION.

R1 39 kíl Res. !4 W 5%. R2 22 kíl Res. Ik W 5 % . R3 1 kíl Res. Ik W 5 % . R4 1 kn Res. Ik W 5 % .

, ., . I

.. . . .. .

..

Apkndice B

c 1 103 pF Cap. cerámica. c 2 103 pF Cap. cerámica. c 3 104 pF Cap. cerámica.

113

u1 u 2 u 3 U4-U6 U7-14 U15 U16 u17 U18 U19

74U02 74LS08 74LS06 74U74 74LS163 74LS32 74LS74 74LS153 74s04 LM555

Compuerta NOR de 2 entradas. Compuerta NAND de 2 entradas. Inversor.

Contador síncrono de 4 bits. Compuerta OR de 2 entradas. Flip-Flop. Multiplexor de 4 a 1. Inversor. Multivibrador.

Flip-Flop tipo D.

Sección REGISTROS DE CONTROL.

u 1 74LS138 Decodificador de 3 a 8. U2-U3 74iS374 Registro de 8 bits. u 4 74LS244 Reforzador doble de 4 bits. U5-U6 74Ls374 Registro de 8 bits. u7-u9 74Ls245 Reforzador Bidireccional de 8 bits.

J I Conector tipo poste de 26 contactos.

Sección INTERFAZ A PC.

Ul-U3 74LS85 Comparador de 4 bits. u 4 74LS244 Reforzador doble de 4 bits. u 5 74iS10 Compuerta NAND de 3 entradas. U6 74LSoo Compuerta NAND de 2 entradas. u 7 74LS245 Reforzador bidireccional de 8 bits.

SW1-SW3 P1 Conector DB 25 hembra.

Microinterniptor de 4 contactos SPST.

m Lista de equipo utilizado en las pruebas del sistema de adquisici6n.

Fuente de voltaje triple Hewleit Packard 6236B Fuente de voltaje triple Hewlett Packard 6212B Generador de funciones Hewlett Packard 3312A osciloscopio Tektronix 244s Analizador de estados lógicos Tektronix 1240 Computadora Personal Olivetti M290

Apéndice C

Teorema de Muestreo de Nyquist

Considérese una señalf(r), que varía continuamente, la que se desea convertir a la forma digital. Esto se logra simplemente al muestrear af(f) a una velocidadf, muestras por segundo. Aunque en la práctica este procedimiento podría llevarse a cabo por medios electrónicos, conmutando la señal entre encendido y apagado a la velocidad deseada. El proceso de muestre0 se presenta en la figura C. I en forma conceptual. utilizando un interruptor mecánico que gira.

I

Gira fc veces por segundo f(t)

Cisterna de

-

Figura C. I . Muestreo de una sena1 MdÓgiCa.

116 Apéndice C

Supóngase que el interruptor permanece en la línea de f ( f ) durante 7 segundos cuando se encuentra"girand0 a la velocidad deseada d e k = l / T veces por segundo (7< < T). La salida del interruptorf,(f) es entonces una versión muestreada de f ( f ) . En la figura C.2 se observa una función de entrada típica f ( f ) , los intervalos de muestreo y la salida muestreadaf;(r).k recibe el nombre de velocidad de muestreo T se denomina intervalo de muestreo.

Se puede suponer que con el proceso de muestreo se pierde parte de la información contenida en la señal f ( f ) , Sin embargo, con una simple suposici6n a la que se llega muy aproximadamente en la práctica, la señal muestreadaf,(f) contiene toda la información de f(r). Además, a partir def,ír) se puede obtener f(r). Esto se puede demostrar por medio del uso de las series de Fourier.

!-T4 t I d

(? Figura C.2 . Proceso de muestreo: a) Entrada f(i) . b) SalidaX(iJ. -

/I

Se supondrá en primer lugar que la señal ffl) es de banda limitada a B Hertz, lo cual quiere decir que se encuentra absolutamente libre de componentes de frecuencia por encima de f = B . La transformada de Fourier de este tipo de señal se muestra en la figura C.3. Las señales reales que se presentan normalmenie no tienen la característica de corte abrupto de frecuencia que se supone en la banda limitada. Con excepción de algunos casos especiales 1201, las señales reales contienen componentes para todas las frecuencias. También se sabe, que el contenido de frecuencias de las señales decae rápidamente después del ancho de banda definido. Esta aproximación de limitación de banda de las señales reales no introduce un error significativo en el análisis, y por lo tanto, es la que se considera en realidad. (en la práctica se utilizan filtros pasabajas de corte abrupto, antes del proceso de muestreo para asegurar que la condición de banda limitada se cumpla con la aproximación deseada).

Apéndicr C

. . -~ - . . . . . . . .~ ~

~. ~ ...

117

Figura C.3. Send de Banda limitada

Con la señal/(/) limitada en banda a B Hertz, se comprueba que el muestreado de la señal no destruye el contenido de la información, siempre que la velocidad de muestreof;>ZB. La velocidad mínima de muestreo de 28 veces por segundo se denomina velocidad de muestreo de Nyquist y %B se llama intervalo de muestreo de Nyquist.

F i p m C.4. Función de conmutación periódica

Para demostrar este resultado por medio del análisis de Fourier se utiliza una estrategia simple; es evidente que la señal muestreada%(/) puede representarse en términos def(t) por medio de la siguiente relación:

f , ( t ) = f ( t ) S ( t ) ( C . 1)

donde S(f) es una serie de pulsos periódicos de amplitud unitaria, ancho 7 , y período T=IE. Esta función de conmutación o de detención se muestra en la figura C.4. Se utilizará la ecuación C. l para deducir el espectro FJW) de la señal muestreadaf,(f). Se mostrará la manera de hacer esto, en relación con las propiedades de la transformada de Fourier. Primero, nótese que la función de conmutación periódica S(r) puede desarrollarse en su serie de Fourier. Por lo tanto, la seiiaif,@ puede escribirse en la forma.

Apéndice c I18

-

donde d=7/T es el ciclo de trabajo. Nótese que aparece el término típico f (r) cos(?rnfJ). Por el teorema de desplazamiento en la frecuencia, la transformada de Fourier F,(w) de este término representa F(w), fa transformada deJ(/), desplazada nu, positiva y negativamente con wc=2?rL. Por io tanto.

(C.3) 1 1 F,(o) = - F ( o - n o , ) . +-F(o+no,) 2 2

Si F(w) estaba originalmente centrada en O. F,.(w) esta centrada en f n w ,

Al repetir este proceso para cada valor de n, con el debido factor de ponderación de la ecuación C.2, y al superponer todos los términos, se obtiene la transformada de Fourier def,(r),

Esta suma de las transformadas de los términos individuales, cada una centrada a un múltiplo de la frecuencia de muestreo, se presenta en la figura C.5. Nótese que la amplitud de cada componente sucesivo disminuye según sen(n?rd)/n?rd. El efecto del muestreo de f(r) es entonces el de desplazar su espectro hasta cada una de las armónicas de la frecuencia de muestreo. Además, puede decirse que el efecto de multiplicar la función periódica de muestreo S(r) por la no periódica f(/) ha"sido ensanchar el espectro de líneas discretas en un espectro continuo.

ii

,:

fl

Figura C.5. Espectro de amplitud de lu señal muestrada.

. . .

Apéndice C 119

Considérese ahora la figura C.5. A causa de que los espectros se encuentran separados es evidente quef(f) puede obtenerse def;(f) por medio de filtrado. Para esto se requiere un filtro pasa bajas que deje pasar Flu), pero que tenga un corte abrupto una vez que llegue a los componentes de frecuencia del espectro centrado enf,. Esto responde a la pregunta sobre la posibilidad de recuperar f(i) sin distorsión, de su versión muestreadaf,(r).

Ahora considérese, el caso del interniptor rotatorio disminuyendo su velocidad de giro. La frecuenciaf,,'así como todas sus armónicas, comienzan a juntarse unas con otras y a disminuir. Es claro que llegará el momento en que los componentes espectrales de 'la figura C.5 se traslapen y. confundan entre sí . En particular, la componente F(u-u$ centrada en elf, se mezclará con el término no desplazadof(u). que se encuentra centrado en el origen. Entonces es imposible sep&arf(u), del espectro resultante y por tantof(fJ deJ.((). Este fenómeno de traslape de los espectros se debe a que las muestras se están tomando demasiado espaciadas, y la distorsión que resulta se denomina interferencia de colas espectrales (aliasing). La frecuencia a la que se produce la mezcla de F(u) y Flu- u,l es, según la figura C.S, f , -B = B. de donde

f, = 2B (C.5)

que es justamente la velocidad de muestre0 de Nyquist. Por regla general se muestrea a una velocidad algo superior a la mencionada, con el objeto de

asegurar la separación del espectro de frecuencias y para simplificar el problema del filtrado pasabajas necesario para lograr la recuperación de f(fJ.

Apéndice D

i

Ruido de Digitalización

Para calcular el ruido de digitalización o cuantización RMS, se establecerá primero una ecuación para la relación señal a ruido de digitalización, siendo la señal cuantizada en M niveles y con un espaciamiento de 'u volts. entre los niveles adyacentes. Con una variación máxima de la señal entre los valores positivos y negativos de P volts, o con una variación máxima (positiva o negativa) de V volts (ver iig.~I). I ) .

I t

Figura D.1. Aproximación digitalizada de una señal: 8 niveles.

I!

i 122

I1

(La señabse supone que tiene valor promedio cero, o que no tiene componente de DC) Las amplitudes cuantizadas se expresan en 1d2, _+3a/2, ..., f (WI)(a/2), y las muestras cuantizadas cubrirán un intervalo

A = (M-1) a Vol ts ,I

Es ehdente que, el proceso de digitalización introduce un error irreducible a causa de que las muestras capturadas en los voitajes A, volts podrfan haberse debido a cualquier voltaje del intervalo A,-u/2 a A,+u/2 volts. Esta región de incertidumbre se muestra en la figura D.2.

O I

Figura D.2. Región de iiicertidumhre.

El voltaje de error cuadrático promedio debido a la digitalización puede calcularse de la siguiente manera; Supóngase que en un intervalo de tiempo todos los valores de voltaje de la región de incertidumbre aparecerán con seguridad el mismo número de veces (201. El voltaje instantáneo de la señal será A, + e , donde -a/2 5 E 2 a/2, E representa el error entre la señal instantanea (real) y su equivalente cuantizada. Con esta suposición todos los valores de E son igualmente probables. El valor cuadrático promedio de E será entonces de:

donde el sfmbolo E(.) representa la esperanza estadística. El valor promedio del error es cero con las suposiciones hechas. El error RMS es entonces aM12 = d @ 3 ) volts, lo cual representa el "ruido" RMS de la señal Digitalizada.

I!

123

A continuación se introducirá la idea de la relación señal a ruido de digitalización (SNR), que puede hacerse de dos maneras; por una parte se definirá una SNR, en términos de la señal pico, V volts, y por la otra se definirá.la segunda SNR en términos de la potencia promedio de la señal, So= (M'- l)a2f12.

Señal pico. Como V=aM/2 es la variación pico de la señal, la relación entre el voltaje máximo de la señal y el ruido RMS será de

La relación de potencia correspondiente es

o, en decibeles,

*. tl o 1 . 4 :. r

La relación de potencia crece rápidamente con e l cuadrado del' número de niveles. El mejoramiento que experimenta la SNR en decibeles con M , aparece en la tabla D. I

124

Polencia promedio de la señal. AI definir una SNR de pc

Apéndice D

ncia promedio se obtienen los niisiiios resultados. Con un espaciamiento entre los niveles cuantizados de u volts y con excursiones de la serial de 5 V volts. la potencia promedio de la señal resulta ser

(D- 6 ) so=- 1 ( M Z - l ) d 2 12

suponiendo que todos los niveles de la señal están espaciados de manera uniforme. .,.

Como No=n2/12, la SNR de potencia promedio es

(D.7)

Para M > > I este resultado difiere únicamente por una constante de la SJN0 pico dada por la ecuación D.4. Para una sistema de 128 niveles la SNR de digitalización es de 42 dB.