Evaluacion del THDi debido a VE en...

ANÁLISIS Y EVALUACIÓN DEL COMPORTAMIENTO DEL THDi A CAUSA DE LA CONEXIÓN MASIVA DE VEHÍCULOS ELÉCTRICOS EN UNA ESTACIÓN DE CARGA

CÉSAR CAMILO PAIPA BOCANEGRA 20072005051 JULIO CÉSAR RAMÍREZ GARCÍA 20072005063

Proyecto de Grado para optar al título de Ingeniero Electrónico INVESTIGACIÓN-INNOVACIÓN

UNIVERSIDAD DISTRITAL FRANCISCO JOSÉ DE CALDAS FACULTAD DE INGENIERÍA

PROYECTO CURRICULAR DE INGENIERÍA ELECTRÓNICA BOGOTÁ, D.C. Junio de 2016

ANÁLISIS Y EVALUACIÓN DEL COMPORTAMIENTO DEL THDi A CAUSA DE LA CONEXIÓN MASIVA DE VEHÍCULOS ELÉCTRICOS EN UNA ESTACIÓN DE CARGA

CÉSAR CAMILO PAIPA BOCANEGRA 20072005051 JULIO CÉSAR RAMÍREZ GARCÍA 20072005063

Director: Ing. CÉSAR TRUJILLO RODRÍGUEZ Docente - Facultad de Ingeniería

Co-Director:

Ing. JORGE ALEXANDER ALARCÓN Docente - Facultad de Ingeniería

UNIVERSIDAD DISTRITAL FRANCISCO JOSÉ DE CALDAS FACULTAD DE INGENIERÍA

PROYECTO CURRICULAR DE INGENIERÍA ELECTRÓNICA BOGOTÁ, D.C. Junio de 2016

AGRADECIMIENTOS

Primero a Dios por darnos la sabiduría y paciencia para llevar a cabo este proyecto. A nuestras familias por su apoyo incondicional a lo largo de nuestro camino, en especial a nuestras madres que son un soporte que nos ha permitido seguir adelante. A los profesores César Trujillo, Alexander Alarcón, Oscar Flórez, Pablo Rozo, Diana Ovalle y Julián Camargo por brindarnos su asesoría durante la realización de este proyecto. A nuestros compañeros por compartir sus experiencias y conocimientos en los temas relacionados con nuestro proyecto.

I

TABLA DE CONTENIDO

Pág.

LISTA DE FIGURAS................................................................................................................... V

LISTA DE TABLAS .................................................................................................................... X

LISTA DE ABREVIATURAS ....................................................................................................... XI

RESUMEN ............................................................................................................................. XII

ABSTRACT ........................................................................................................................... XIII

INTRODUCCIÓN ................................................................................................................... XIV

OBJETIVOS ............................................................................................................................. 1

OBJETIVO GENERAL ..................................................................................................................... 1

OBJETIVOS ESPECÍFICOS .............................................................................................................. 1

1 GENERALIDADES .............................................................................................................. 2

1.1 VEHÍCULOS ELÉCTRICOS .................................................................................................. 2

1.1.1 Tipos de VE .................................................................................................................. 2

1.1.2 Requisito General del Sistema e Interfaz de Carga para VE [4] .................................. 2

1.1.2.1 Modos De Carga ............................................................................................................... 2

1.1.3 Tipos de Conectores .................................................................................................... 3

1.1.4 Tipos o Niveles de carga .............................................................................................. 5

1.2 CALIDAD DE LA POTENCIA ............................................................................................... 5

1.2.1 Armónicos .................................................................................................................... 6

1.2.1.1 Distorsión Armónica Total - THD ..................................................................................... 6

1.2.1.2 Límites de Armónicos Recomendados ............................................................................ 6

1.3 ESTADO DEL ARTE - IMPACTO DEBIDO A LA RECARGA MASIVA DE VE .......................... 9

1.4 CONCLUSIONES DEL CAPITULO ..................................................................................... 16

2 BATERÍAS DE VEHÍCULOS ELÉCTRICOS ............................................................................ 17

2.1 TIPOS DE BATERÍAS DE VE ............................................................................................. 17

2.2 MÉTODOS DE CARGA DE BATERÍAS ............................................................................... 18

2.3 MODELAMIENTO DE BATERÍAS ..................................................................................... 19

2.3.1 Modelo de batería seleccionado ............................................................................... 20

2.4 DESARROLLO DEL MODELO ........................................................................................... 21

2.4.1 Parámetros de la batería y del modelo a emplear .................................................... 23

2.4.2 Simulación del modelo .............................................................................................. 24


II

3 CARGADORES DE BATERÍAS PARA VEHÍCULOS ELÉCTRICOS ............................................ 26

3.1 CLASIFICACIÓN ............................................................................................................... 26

3.1.1 Según su ubicación .................................................................................................... 26

3.1.2 Según el Flujo de Potencia......................................................................................... 27

3.1.3 Según el Tipo de Convertidor .................................................................................... 27

3.1.4 Cargador de Baterías Integrado ................................................................................ 28

3.2 CONVERTIDORES AC-DC ................................................................................................ 28

3.3 CONVERTIDORES DC-DC ................................................................................................ 29

3.3.1 Clasificación y Topologías de Convertidores DC-DC .................................................. 29

3.3.1.1 No aislados .....................................................................................................................30

3.3.1.2 Aislados ..........................................................................................................................31

3.4 FACTOR DE POTENCIA ................................................................................................... 33

3.5 CORRECTOR DE FACTOR DE POTENCIA – PFC ............................................................... 35

3.5.1 Topologías de PFC clásicas......................................................................................... 35

3.5.2 Topologías de PFC en desarrollo ............................................................................... 35

3.6 ELECCIÓN DE TOPOLOGÍAS A USAR ............................................................................... 37


4 DISEÑO DE CARGADORES .............................................................................................. 39

4.1 DISEÑO DE LOS PFC ....................................................................................................... 39

4.1.1 PFC-Boost 32A ........................................................................................................... 39

4.1.2 PFC-Boost 64A ........................................................................................................... 40

4.1.3 PFC- Boost Interleaved 32A ....................................................................................... 41

4.1.4 PFC- Boost Interleaved 64A ....................................................................................... 41

4.2 DISEÑO DE LOS CONVERTIDORES DC-DC ...................................................................... 41

4.2.1 Convertidor Boost- 32A ............................................................................................. 41

4.2.2 Convertidor Boost- 64A ............................................................................................. 42


5 MODELADO DEL CONVERTIDOR Y FUNCIONES DE TRANSFERENCIA ................................ 43

5.1 OBTENCIÓN DEL MODELO DEL CONVERTIDOR BOOST INCLUYENDO LAS PÉRDIDAS POR CONDUCCIÓN EN LOS ELEMENTOS ........................................................................................... 43

5.1.1 Modelado de Pérdidas en los Elementos .................................................................. 43

5.1.2 Modelado de Gran Señal del Convertidor Boost....................................................... 43

5.1.3 Modelado de Pequeña Señal del Convertidor Boost ................................................ 46

5.2 FUNCIONES DE TRANSFERENCIA ................................................................................... 48

5.2.1 Funciones de Transferencia de la etapa de potencia – convertidor boost ............... 48

5.2.2 Funciones de transferencia de la etapa de control ................................................... 51

III


6 DISEÑO DE CONTROLADORES ........................................................................................ 53

6.1 MÉTODOS DE CONTROL DE CONVERTIDORES DC-DC ................................................... 53

6.1.1 Control en modo tensión ........................................................................................... 53

6.1.2 Control en modo corriente promedio ....................................................................... 54

6.1.3 Control en modo corriente pico ................................................................................ 55

6.2 CONTROLES DE PFC ....................................................................................................... 56

6.2.1 Control del PFC 32A ................................................................................................... 57

6.2.2 Control del PFC 64A ................................................................................................... 61

6.3 CONTROLES DEL CONVERTIDOR DC-DC ........................................................................ 65

6.3.1 Control del Boost de 32 A .......................................................................................... 66

6.3.2 Control del Boost de 64 A .......................................................................................... 70


7 SIMULACIONES Y ANÁLISIS ............................................................................................ 76

7.1 SIMULACIÓN DE CARGADORES ..................................................................................... 76

7.1.1 Circuitos Usados ........................................................................................................ 77

7.1.2 Resultados ................................................................................................................. 77

7.1.2.1 Cargador con PFC Boost convencional 32 A ..................................................................78

7.1.2.2 Cargador con PFC Boost Interleaved 32 A .....................................................................79

7.1.2.3 Cargador con PFC Boost convencional 64 A ..................................................................80

7.1.2.4 Cargador con PFC Boost Interleaved 64A ......................................................................81

7.1.3 Análisis Del THDi ........................................................................................................ 82

7.2 SIMULACIÓN ESTACIÓN DE CARGA ............................................................................... 83

7.2.1 Casos de Estudio ........................................................................................................ 85

7.2.2 Resultados ................................................................................................................. 86

7.2.3 Análisis del THDi ........................................................................................................ 88


8 IMPLEMENTACIÓN DE PROTOTIPO DEL CARGADOR CON TOPOLOGÍA BOOST ................. 91

8.1 BATERÍA A EMPLEAR PARA EL PROTOTIPO ................................................................... 91

8.2 PARÁMETROS, DISEÑO Y SIMULACIÓN DEL PROTOTIPO .............................................. 91

8.2.1 Parámetros generales del cargador prototipo .......................................................... 91

8.2.2 Diseño de potencia .................................................................................................... 91

8.2.3 Diseño de Controladores ........................................................................................... 92

8.2.3.1 Digitalización de controladores .....................................................................................93

8.2.4 Simulación del cargador prototipo ............................................................................ 93

8.3 ACONDICIONAMIENTO DE SEÑALES ............................................................................. 95

IV

8.3.1 Acondicionamiento de señales de Tensión ............................................................... 95

8.3.2 Acondicionamiento de señales de Corriente ............................................................ 97

8.4 CIRCUITO DE DISPARO PARA EL MOSFET ...................................................................... 98

8.5 COMPONENTES SELECCIONADOS ................................................................................. 98

8.6 MONTAJE ....................................................................................................................... 98

8.7 RESULTADOS .................................................................................................................. 99

8.8 CONCLUSIONES DEL CAPITULO ................................................................................... 102

9 CONCLUSIONES Y TRABAJOS FUTUROS ........................................................................ 103

9.1 CONCLUSIONES ............................................................................................................ 103

9.2 TRABAJOS FUTUROS .................................................................................................... 104

10 REFERENCIAS ............................................................................................................... 105

ANEXOS .................................................................................................................................. i

A. RESULTADOS SIMULACIÓN ESTACIÓN DE CARGA ................................................................. i

B. DISEÑO Y MEDICIÓN DE BOBINAS ....................................................................................... ix

C. CÓDIGO DSP ........................................................................................................................ xi

D. REPORTE DE DISEÑO DEL FILTRO PARA ACONDICIONAMIENTO ...................................... xvi

E. DISEÑO DEL CIRCUITO IMPRESO ....................................................................................... xix

V

LISTA DE FIGURAS

Pág.

Figura 0-1. Evolución temporal de la producción de documentos en el tema "vehículos eléctricos" [3] ................................................................................................................................ XIV

Figura 0-2. Producción científica por país. [3] ............................................................................. XIV

Figura 1-1. Modos de Carga de VE [5]. ............................................................................................ 3

Figura 1-2. Tipos de conectores más usados para carga de VE a nivel mundial. ............................ 4

Figura 1-3. Diagrama de flujo para la aplicación de los límites a los equipos, IEC 61000-3-12. ..... 8

Figura 1-4. Curva de carga de invierno, carga no programada [11]. ............................................ 10

Figura 1-5. Curva de carga de invierno, carga programada [11]. ................................................. 10

Figura 1-6. FP, THDi y Corriente RMS de cargador trifásico industrial [12]. ................................. 10

Figura 1-7. FP, THDi y Corriente RMS de cargador monofásico doméstico [12]. ......................... 10

Figura 1-8. Sistema de distribución de redes inteligentes de 23kV [14]. ..................................... 11

Figura 1-9. Sistema de distribución de redes inteligentes modificado, con alimentadores residenciales e industriales [15]. ................................................................................................... 11

Figura 1-10. THDv con nivel de carga semi-rápida y alta penetración de VE en diferentes zonas horarias [14]. ................................................................................................................................. 11

Figura 1-11. Disminución de THDv debido al sistema propuesto en [15]. .................................... 11

Figura 1-12. THDv para carga no-coordinada y coordinada (5pm-12pm) con alta penetración de cargadores VE [16]. ........................................................................................................................ 12

Figura 1-13. Comparación de THDv para penetración del 100% de cargadores de VE, con carga no-coordinada (5pm-7pm) VS carga uniformemente distribuida (5pm-8am) [16]. ..................... 12

Figura 1-14. Tendencia de IRMS y THDi [17]. ................................................................................ 13

Figura 1-15. Curvas de tensión RMS en una estación de carga con carga desbalanceada [17]. .. 13

Figura 1-16. Niveles de cancelación armónica de la suma de cargadores (3er armónico), para diferente cantidad de VE y escenarios [18]. .................................................................................. 14

Figura 1-17. Niveles de cancelación armónica de la suma de cargadores (5to armónico), para diferente cantidad de VE y escenarios [18]. .................................................................................. 14

Figura 1-18. Magnitud RMS de las componentes de corrientes armónicas del cargador “EV2” con tensiones de alimentación de 207 V a 253 V. Los valores registrados a 230 V se han presentado como la referencia al 100% de cada componente armónica [20]................................................. 14

Figura 1-19. Ángulo de fase de las componentes de corrientes armónicas del cargador “EV2” con tensiones de alimentación de 207 V a 253 V. Los valores registrados a 230 V se han presentado como la referencia en cada componente armónica [20]. ............................................................. 14

VI

Figura 2-1. Volumen y peso por densidad de energía de los principales tipos de baterías de VE [22] ................................................................................................................................................. 18

Figura 2-2. Métodos de carga de baterías. ................................................................................... 19

Figura 2-3. Modelo de Descarga de Batería – Tremblay [23]. ...................................................... 20

Figura 2-4. Modelo de batería de iones de litio en carga. ............................................................ 22

Figura 2-5. Ecuación (2-1) en bloques. .......................................................................................... 22

Figura 2-6. Circuito completo del modelo de batería de iones de litio en proceso de carga. ...... 23

Figura 2-7. Circuito de prueba del modelo de batería. ................................................................. 24

Figura 2-8. Curva de carga de 0 % a 100 % del modelo de batería desarrollado. ........................ 25

Figura 3-1. Etapas de un Cargador de Baterías. ............................................................................ 26

Figura 3-2. Cargador de Baterías Integrado [25]. .......................................................................... 28

Figura 3-3. a) Rectificador en Puente, b) Rectificador con transformador de toma central. ....... 29

Figura 3-4. Corriente de Entrada en Rectificadores a) y b). .......................................................... 29

Figura 3-5. Topología de un Convertidor Buck. ............................................................................. 31

Figura 3-6. Topología de un Convertidor Boost. ........................................................................... 31

Figura 3-7. Topología de un Convertidor Buck-Boost. .................................................................. 31

Figura 3-8. Topología de un Convertidor CUK. .............................................................................. 31

Figura 3-9. Topología de un Convertidor SEPIC. ........................................................................... 31

Figura 3-10. Triángulo de Potencias. ............................................................................................. 33

Figura 3-11. Convertidor Boost Interleaved de 2 Fases. ............................................................... 36

Figura 3-12. a) Bridgeless PFC Boost Converter, b) Semi-Bridgeless PFC boost Converter, c) Bridgeless Interleaved PFC Boost Converter [30]. ........................................................................ 37

Figura 5-1. Convertidor Boost con pérdidas en los elementos. .................................................... 44

Figura 5-2. Circuitos del convertidor boost durante los dos estos del interruptor: (a) interruptor cerrado, (b) interruptor abierto. ................................................................................................... 44

Figura 5-3. Circuito equivalente de gran señal del convertido Boost. .......................................... 45

Figura 5-4. Modelo de pequeña señal del convertidor boost. ...................................................... 47

Figura 5-5. Circuito de PWM simple. ............................................................................................. 51

Figura 5-6. Esquema del multiplicador. ........................................................................................ 51

Figura 6-1. Control en Modo Tensión. .......................................................................................... 53

Figura 6-2. Control en Modo Corriente Promedio. ....................................................................... 54

Figura 6-3. Control en Modo Corriente Pico. ................................................................................ 55

Figura 6-4. Esquema de control ................................................................................................... 57

Figura 6-5. Diagrama de Bode de (32A). ........................................................................... 58

VII

Figura 6-6. Diagrama de Bode de (32A) compensado ...................................................... 59

Figura 6-7. Diagrama de Bode de (32A) ...................................................................... 60

Figura 6-8. Diagrama de Bode de (32A) compensado. ............................................... 61

Figura 6-9. Diagrama de Bode de (64A) ............................................................................ 62

Figura 6-10. Diagrama de Bode de (64A) compensado .................................................... 63

Figura 6-11. Diagrama de Bode de (32A) .................................................................... 64

Figura 6-12. Diagrama de Bode de (64A) compensado .............................................. 65

Figura 6-13. Esquema de control .................................................................................................. 66

Figura 6-14. Diagrama de Bode de (32A) .......................................................................... 67

Figura 6-15. Diagrama de Bode de compensado .............................................................. 68

Figura 6-16. Diagrama de Bode de (32A) ......................................................................... 69

Figura 6-17. Diagrama de Bode de (32A) compensado ................................................... 70

Figura 6-18. Diagrama de Bode de (64A) .......................................................................... 71

Figura 6-19. Diagrama de Bode de (64A) compensado .................................................... 72

Figura 6-20. Diagrama de Bode de (64A) ......................................................................... 73

Figura 6-21. Diagrama de Bode de (64 A) compensado. .................................................. 74

Figura 7-1. Circuito utilizado para los Cargadores de baterías con PFC Boost de 32 A y 64 A. .... 76

Figura 7-2. Circuito utilizado para los Cargadores de baterías con PFC Boost Interleaved de 32 A y 64 A. ............................................................................................................................................ 77

Figura 7-3. Tensión en la Batería (rojo), Corriente en la Batería (azul) y SOC (verde) del Cargador con PFC Boost Convencional de 32 A. ........................................................................................... 78

Figura 7-4. Corriente y tensión de Entrada del Cargador con PFC Boost Convencional de 32 A. 78

Figura 7-5. Tensión en la Batería (rojo), Corriente en la Batería (azul) y SOC (verde) del Cargador con PFC Boost Interleaved de 32 A. .............................................................................................. 79

Figura 7-6. Corriente y tensión de Entrada del Cargador con PFC Boost Interleaved de 32 A. .... 79

Figura 7-7. Tensión en la Batería (rojo), Corriente en la Batería (azul) y SOC (verde) del Cargador con PFC Boost Convencional de 64 A. ........................................................................................... 80

Figura 7-8. Corriente y tensión de Entrada del Cargador con PFC Boost Convencional de 64 A. 80

Figura 7-9. Tensión en la Batería (rojo), Corriente en la Batería (azul) y SOC (verde) del Cargador con PFC Boost Interleaved de 64 A. .............................................................................................. 81

Figura 7-10. Corriente y tensión de Entrada del Cargador con PFC Boost Interleaved de 64 A. .. 81

Figura 7-11. Amplitud de los armónicos en cargadores: Boost convencional 32A vs IBC de 32A. 82

Figura 7-12. Amplitud de los armónicos en cargadores: Boost convencional 64A vs IBC de 64A. 82

Figura 7-13. Diagrama de la estación de carga. ............................................................................ 84

VIII

Figura 7-14. Curvas de Probabilidad del Número de Vehículos conectados por hora. ................ 85

Figura 7-15. Tensión y corriente de las baterías, y corriente de entrada – caso 1. ...................... 87

Figura 7-16. Forma de onda de corriente de entrada – caso 1. .................................................... 87

Figura 7-17. Componentes Armónicos de Corriente en la Estación de Carga para cada Modo de Carga. ............................................................................................................................................. 89

Figura 8-1. Cargador prototipo con controladores digitales. ........................................................ 94

Figura 8-2. Corriente de entrada del cargador prototipo. ............................................................ 94

Figura 8-3. Resultados de simulación del cargador prototipo con topología boost y controladores digitales, superior: corriente de la fuente entregada al cargador, inferior: tensión en la batería. .................................................................................................................................. 95

Figura 8-4. Circuito amplificador restador. ................................................................................... 96

Figura 8-5. Circuito amplificador no-inversor. .............................................................................. 96

Figura 8-6. Circuito de acondicionamiento para las señales de tensión. ..................................... 96

Figura 8-7. Relación del acondicionamiento para la señal del sensor de corriente de entrada rectificado. ..................................................................................................................................... 97

Figura 8-8. Relación del acondicionamiento para la señal del sensor de corriente de carga de la batería. ........................................................................................................................................... 97

Figura 8-9. Circuito de acondicionamiento para las señales de corriente. ................................... 97

Figura 8-10. Circuito de disparo para cada Mosfet. ...................................................................... 98

Figura 8-11. Corriente de entrada al cargador. ........................................................................... 100

Figura 8-12. Corriente (rojo) y Tensión (azul) de entrada al Cargador. ...................................... 100

Figura 8-13. Magnitud de armónicos de corriente. .................................................................... 100

Figura 8-14. Medición ángulo de desfase entre tensión y corriente de entrada. ...................... 101

Figura 8-15. Tensión y Corriente en la batería. ........................................................................... 101

Figura A-1. Tensión en las Baterías, Corriente en las Baterías y corriente de entrada para el caso de estudio 2 – Modo 3 – 3pm............................................................................................................ i

Figura A-2. Tensión en las Baterías, Corriente en las Baterías y corriente de entrada para el caso de estudio 3 – Modo 3 – 11am. ........................................................................................................ ii

Figura A-3. Tensión en las Baterías, Corriente en las Baterías y corriente de entrada para el caso de estudio 4 – Modo 2 – 8am. ......................................................................................................... iii

Figura A-4. Tensión en las Baterías, Corriente en las Baterías y corriente de entrada para el caso de estudio 5 – Modo 2 – 3pm.......................................................................................................... iv

Figura A-5. Tensión en las Baterías, Corriente en las Baterías y corriente de entrada para el caso de estudio 6 – Modo 2 – 11am. ........................................................................................................ v

IX

Figura A-6. Tensión en las Baterías, Corriente en las Baterías y corriente de entrada para el caso de estudio 7 – Modo 2 y 3 – 8am. ................................................................................................... vi

Figura A-7. Tensión en las Baterías, Corriente en las Baterías y corriente de entrada para el caso de estudio 8 – Modo 2 y 3 – 3pm. .................................................................................................. vii

Figura A-8. Tensión en las Baterías, Corriente en las Baterías y corriente de entrada para el caso de estudio 9 – Modo 2 y 3 – 11am. ............................................................................................... viii

Figura B-1. Medidas del núcleo utilizado para el diseño de las bobinas. ...................................... ix

Figura B-2. Resultados obtenidos en el software mini Ring Core Calculator 1.2. .......................... ix

Figura B-3. Circuito de filtro pasa banda para medición de bobinas. ............................................. x

Figura E-1. Circuito impreso del cargador prototipo. ................................................................... xx

X

LISTA DE TABLAS

Pág.

Tabla 1-1. Clasificación de equipos según IEC 61000-3-2. .............................................................. 7

Tabla 1-2. Límites de corrientes armónicas para equipos de Clase A, norma IEC 61000-3-2. ....... 7

Tabla 1-3. Límites de corrientes armónicas para equipos dentro del escenario 1 (que no son trifásicos balanceados), IEC 61000-3-12. ........................................................................................ 9

Tabla 1-4. Suma de corrientes armónicas de cargador de VE para el "EV2" [20]......................... 15

Tabla 2-1. Características técnicas de los principales tipos de baterías de VE [22] ...................... 17

Tabla 3-1. Convertidores DC-DC Aislados ..................................................................................... 32

Tabla 5-1. Modelos de pérdidas en los elementos de potencia. .................................................. 43

Tabla 7-1. Valores de THDi y FP en los cargadores. ...................................................................... 83

Tabla 7-2. Numero de VE conectado por hora para una estación de carga de 15 bahías [24]. ... 83

Tabla 7-3. Casos de estudio. .......................................................................................................... 86

Tabla 7-4. Valores de THDi de los casos de estudio en la Estación de Carga. .............................. 88

Tabla 8-1. Parámetros del cargador prototipo. ............................................................................ 91

Tabla 8-2. Resultados de diseño de potencia del cargador prototipo. ......................................... 92

Tabla 8-3. Valores escogidos de bobinas y condensadores para el cargador prototipo. ............. 92

Tabla 8-4. Valores de constantes de los controladores digitalizados. .......................................... 93

Tabla 8-5. Ganancias de acondicionamientos de señales de tensión y resistencias obtenidas. .. 96

Tabla 8-6. Valores de resistencias de los acondicionamientos de señales de corriente. ............. 98

Tabla 8-7. Componentes seleccionados para el circuito del prototipo. ....................................... 99

Tabla 8-8. Resultados. ................................................................................................................. 101

XI

LISTA DE ABREVIATURAS

Abreviatura Significado

A.C. Corriente Alterna AC-DC De Corriente Alterna a Corriente Directa ADC Convertidor Análogo a Digital CCM Modo de conducción continuo D.C. Corriente Directa DC-DC De Corriente Directa a Corriente Directa DCM Modo de conducción discontinuo EMI Interferencia electromagnética FFT Transformada rápida de Fourier FP Factor de potencia IBC Interleaved Boost Converter MOSFET Transistor de efecto de campo PFC Corrector de Factor de potencia PWM Modulador de ancho de pulsos RMS Raíz cuadrada media SOC Estado de carga Std IEEE Siglas de “Standard” THD Distorsión Armónica Total THDi THD de Corriente THDv THD de Tensión VE Vehículo Eléctrico ZCS Conmutación a corriente cero ZVS Conmutación a tensión cero

XII

RESUMEN

En este documento se presenta el análisis del comportamiento del THDi a causa de la conexión masiva de vehículos eléctricos (VE) bajo diferentes condiciones de carga, mediante el modelado de una estación de carga de VE. Adicionalmente, se presenta el diseño e implementación de un cargador de baterías a escala, con baja distorsión armónica.

Se escogieron las topologías Boost convencional e IBC (Interleaved Boost Converter), mediante las cuales se diseñaron y simularon cuatro cargadores de VE que soportan los tipos de carga semi-rápida y lenta, y los modos de carga 2 y 3 de la norma internacional IEC 61851-1 de 2010. Los cargadores tienen dos etapas; la primera es un PFC y la segunda un convertidor DC-DC. La primera etapa requiere un control que permita que la corriente de entrada siga la forma de onda de la tensión de la red, por lo que se diseñó un control de corriente promedio; para la segunda etapa se diseñaron dos controles que garantizarán el método de carga corriente constante – tensión constante. Adicionalmente, se desarrolló un modelo de una batería de VE que emula el comportamiento de una real, con el propósito de verificar la tensión y el SOC durante todo el proceso de carga.

Luego, con base en curvas de probabilidad obtenidas de la revisión bibliográfica, se diseñó una estación de carga con 14 bahías en la cual se propusieron varios escenarios como casos de estudio. Dichos casos fueron simulados con los cargadores diseñados y estuvieron diferenciados principalmente por el número de VE y el tipo de cargador. Posteriormente, se mostraron los resultados de las simulaciones analizando el comportamiento del THDi para cada caso.

Finalmente, se realizó el diseño, simulación e implementación del cargador a escala, para el cual se seleccionó la topología boost como PFC. Se diseñaron sus respectivos controles, acondicionamientos y filtros, y se presentaron los resultados obtenidos.

Palabras Clave: Vehículo Eléctrico, Cargador de Batería, Calidad de la Potencia, Armónico, Distorsión Amónica, Convertidor DC-DC, Corrector de Factor de Potencia.

XIII

ABSTRACT

This document present the THDi behavior analysis because of the massive VE connection with different load conditions, by modeling an EV charging station. Additionally, is presented the design and implementation of a battery charger, with low harmonic distortion.

The conventional Boost and IBC topologies were chosen, by which were designed and simulated four chargers of EV supporting the types of semi-fast and slow loading, and loading modes 2 and 3 of the international standard IEC 61851-1, 2010. The Chargers have two stages; the first is a PFC and the second a DC-DC converter. The first stage requires control to allow the input current follows the waveform of the mains voltage, so that average current control was designed; for the second stage were designed two controls to ensure constant current- constant voltage charging method. In addition, a model EV battery that emulates the behavior of a real was developed, in order to check the voltage and the SOC during the charging process.

Then, based on probability curves obtained from the literature review, a charging station with 15 bays was designed, in which several scenarios as case studies were proposed. Such cases were simulated with the chargers designed and were differentiated mainly by the number of VE and the type of charger. Subsequently the results of the simulations were shown, analyzing THDi behavior for each case.

Finally the design, simulation and implementation of the charger were performed, for which the boost topology was selected as PFC. Their respective controls, fittings and filters were designed, and the results were presented.

Keywords: Electric Vehicle, Battery Charger, Power Quality, Harmonics, Harmonic distortion, DC-DC converter, Power Factor Corrector.

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INTRODUCCIÓN

El hombre ha desarrollado un mundo industrializado y tecnológico, generando cambios significativos en el planeta y en el diario vivir, pero muchos de estos aspectos han ocasionado una elevada demanda de energía, tanto así, que es hoy en día uno de los aspectos más importantes para el desarrollo, crecimiento y bienestar de la sociedad moderna.

Actualmente, la principal fuente de energía y la más utilizada es el petróleo; su consumo es cada vez más elevado, pero lamentablemente no es un recurso ilimitado y además, el uso de productos derivados de éste conlleva a problemas ambientales.

Uno de los sectores que más contribuye con la contaminación atmosférica es el sector vehicular ya que tiene una elevada producción de CO2, SO2, NO2 entre otros, causantes del efecto invernadero y responsables del calentamiento global de la atmosfera. Por lo tanto, surge la necesidad de investigar y desarrollar tecnologías alternativas que utilicen otro tipo de energías con el fin de reducir el impacto negativo y realizar un uso más eficiente de la energía que consumen estos vehículos. [1] [2]

Una de las tecnologías más utilizadas y que en los últimos años ha sido ampliamente investigada se relaciona con los Vehículos Eléctricos (VE), destacando el aumento exponencial de la investigación en temas relacionados con movilidad eléctrica, ver Figura 0-1, la cual es realizada en su mayoría por países como Estados Unidos, China y Japón. Sin embargo, Latinoamérica solo registra un 0,9 % de los documentos relacionados con el tema, ver Figura 0-2 [3].

Figura 0-1. Evolución temporal de la producción de documentos en el tema "vehículos eléctricos" [3]

Figura 0-2. Producción científica por país. [3]

Este desarrollo promueve el uso de electricidad en el transporte, lo cual genera cero emisiones de CO2, aunque, en la producción de energía eléctrica pueden presentarse emisiones de dióxido de carbono u otros contaminantes dependiendo de la forma como se genere dicha energía.

Esta tecnología se ve como una opción interesante y prometedora ya que apuesta a una reducción en el consumo de los energéticos y ofrece beneficios al medio ambiente [3]. A pesar de estos beneficios, es necesario realizar un análisis sobre las consecuencias de su utilización puesto que la conexión de estos vehículos al sistema eléctrico puede traer consecuencias no

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esperadas con lo cual se tendrían complicaciones en el funcionamiento de la red eléctrica. Debido a que es una tecnología con un acelerado crecimiento, es necesario estudiar cómo es y cómo será la interacción entre este nuevo elemento y la red eléctrica.

En este proyecto se busca evaluar, con base en simulaciones, el comportamiento de algunas de las tecnologías de cargadores usados en vehículos eléctricos y analizar el efecto que estos tienen en la calidad de la potencia eléctrica, específicamente en la generación de armónicos de corriente, teniendo en cuenta las condiciones de carga de las baterías en los vehículos y analizando su efecto en las redes eléctricas para el escenario de recarga masiva de los Vehículos Eléctricos.

Los términos usados en el presente documento para referirse a aspectos acerca del sistema de carga para vehículos eléctricos, está basado en los términos y definiciones utilizadas en la norma internacional IEC 61851-1, establecidos en su sección tercera.

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OBJETIVOS

OBJETIVO GENERAL

Analizar y evaluar el comportamiento del factor de distorsión armónica total en corriente (THDi) a causa de la conexión masiva de vehículos eléctricos en una estación de carga.

OBJETIVOS ESPECÍFICOS

Identificar y analizar las topologías de convertidores más utilizadas en cargadores de Vehículos Eléctricos y seleccionar dos de ellas, teniendo en cuenta el THDi asociado.

Diseñar y simular dos cargadores que tengan baja distorsión armónica y alto factor de potencia, que garanticen los tipos de carga lenta y semi-rápida, y los modos de carga 2 y 3, usando cada una de las dos topologías de convertidores seleccionadas.

Analizar el impacto que tiene la conexión masiva de vehículos eléctricos sobre el THDi mediante la simulación de varios casos que se presentan en una estación de carga, en los cuales se varía la cantidad de vehículos conectados, el modo de carga y el estado de carga inicial de la batería.

Validar experimentalmente, mediante la implementación de un cargador de baterías y puesta en funcionamiento del mismo, la afectación que este presenta sobre el THDi.

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1 GENERALIDADES

1.1 VEHÍCULOS ELÉCTRICOS

1.1.1 Tipos de VE

Los VE se propulsan total o parcialmente por uno o más motores eléctricos alimentados por baterías recargables, se clasifican dependiendo de su configuración así:

HEV (Vehículos Híbridos Eléctricos): combinan el motor de combustión interna de un vehículo convencional con la batería y el motor eléctrico. La energía eléctrica para el motor se genera a partir de frenado regenerativo y el motor de gasolina.

PHEV (Vehículos Eléctricos Híbridos Enchufables): estos vehículos funcionan de forma similar a los HEV. Además de la generación de electricidad con el frenado, tienen baterías que se cargan mediante la conexión a la red.

EV (Vehículos Totalmente Eléctricos): utilizan únicamente la energía eléctrica almacenada en baterías recargables mediante la conexión a la red eléctrica, para propulsar uno o más motores eléctricos.

EREV (Vehículo Eléctrico de Autonomía Extendida): al igual que el EV es propulsado totalmente por motor eléctrico y sus baterías se recargan enchufándose a la red eléctrica. Sin embargo, cuenta con un motor de combustión interna que entra en funcionamiento cuando éstas están a punto de agotarse y trabaja en un régimen adecuado para recargarlas.

1.1.2 Requisito General del Sistema e Interfaz de Carga para VE [4]

1.1.2.1 Modos De Carga

Los modos de carga establecen como es la conexión física y el nivel de comunicación entre el VE y el punto de recarga, por lo tanto establece, si es necesario o no, incluir dispositivos intermedios especializados. Cada uno de los modos posee requerimientos mínimos y máximos de tensión, corriente y potencia.

Modo 1: La conexión es directa entre el VE y la corriente alterna, utilizando tomas de corriente normalizadas. La capacidad del tomacorriente debe ser de hasta 16 A y de hasta 250 V de A.C. monofásica o 480V de A.C. trifásica, en el lado de la alimentación y utilizando los conductores de potencia y de tierra de protección.

Modo 2: La conexión entre la red de A.C. y el VE no es directa. Debe utilizar tomas de corriente normalizadas de hasta 32 A y de hasta 250 V de A.C. monofásica o 480V de A.C. trifásica, en el lado de la alimentación y utilizando los conductores de potencia y de tierra de protección junto con una función piloto de control, dicha caja de control integrada debe estar situada a un máximo de 0,3 m de la clavija o en la propia clavija.

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Modo 3: El VE se conecta a la red de suministro de A.C. con tomacorriente específico, el cual debe incluir el piloto de control dentro del sistema de alimentación dedicado del VE. La corriente máxima permitida es de 64 A.

Modo 4: Usa un cargador externo entre la red de A.C. y el VE, el cual debe incluir la función de piloto de control.

En la Figura 1-1 se muestran, de manera gráfica, los 4 modos de carga de VE.

Figura 1-1. Modos de Carga de VE [5].

1.1.3 Tipos de Conectores

El tipo de conector se refiere a la clavija o enchufe que permite la conexión entre el VE y el punto de recarga. Se han propuesto diferentes modelos que tienen distintas configuraciones para los contactos de potencia y comunicación, que les permite ser usados en algún modo de carga en particular. A continuación se mencionan los más usados a nivel mundial.

Schuko: es el conector doméstico compatible con tomacorrientes europeas, llamado técnicamente Tipo F y estandarizado por la norma CEE 7/4, soporta hasta 16 A solo para carga lenta. Es usado en los Modos de Carga 1 y 2. Ver Figura 1-2 (a).

SAE J1772: estándar norteamericano, llamado Tipo 1 por la norma IEC 62196-2, admite corriente máxima de hasta 16 A para carga lenta (1,92 kW) y 80 A para carga rápida (19,2 kW), en nivel 1 de EVSE (120 V) y nivel 2 de EVSE (240 V) respectivamente. Es usado en el Modo de carga 3. Ver Figura 1-2 (b).

Mennekes: propuesta alemana, recomendado como estándar europeo por la ACEA (Asociación Europea de Constructores), llamado Tipo 2 por la norma IEC 62196-2, técnicamente conocido como VDE-AR-E 2623-2-2, admite hasta 16 A (3,7 kW) para carga lenta en distribución monofásica y hasta 63 A (43,5 kW) en trifásica. Es usado en el Modo de carga 3. Ver Figura 1-2 (c).

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Scame: desarrollado por la asociación “EV Plug Alliance” integrada por los fabricantes Scame, Legrad y Schneider Electric, de nacionalidad italiana, francesa y alemana respectivamente, enfocada a desarrollar un estándar europeo que asegure el nivel más alto de seguridad, por lo cual es el recomendado por la ACEA para instalar en los postes de recarga. Llamado Tipo 3 por la norma IEC 62196-2, admite 16 A en monofásico (tipo 3A) y hasta 32 A en trifásico (tipo 3C). Es usado en el Modo de carga 3. Ver Figura 1-2 (d).

Chademo: desarrollado por los fabricantes japoneses TEPCO, Nissan, Mitshubishi, Toyota y Subaru. Llamado Tipo 4 por la norma IEC 62196-3, admite hasta 500 V y 200 A D.C. (62.5 kW de potencia máxima), para tipo de carga rápida y Modo 4. Ver Figura 1-2 (e).

CCS o Combo 2: propuesta estadounidense y alemana como solución estándar para recarga en D.C., basado en el conector Mennekes (Tipo 2), incluye 2 pines para alimentación de hasta 850 V y 200 A en D.C. (normalmente no sobrepasa los 125 A). Es usado en el Modo de carga 4, aunque su diseño al lado del VE permite ser usado en modo 3 conectado en Tipo 2. Ver Figura 1-2 (f).

Es importante destacar la Inducción Electromagnética como el futuro de la alimentación de VE. Un sistema inalámbrico que por medio de una bobina inductora localizada en el piso y otra en el VE, trasfiere energía eléctrica por medio de campo electromagnético. Está actualmente en desarrollo, buscando aumentar su eficiencia y un posible estándar para todos los fabricantes [6].

Conector Schuko.

Conector SAE J1772, Tipo 1.

Conector Mennekes, Tipo 2.

(a) (b) (c)

Conector Scame, Tipo 3C.

Conector Chademo, Tipo 4.

Conector combinado CCS.

(d) (e) (f) Figura 1-2. Tipos de conectores más usados para carga de VE a nivel mundial.

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1.1.4 Tipos o Niveles de carga

Los Niveles o Tipos de Recarga permiten determinar qué tan rápido se desea hacer la recarga del Vehículo Eléctrico. Esta rapidez se determina por la cantidad de potencia y de corriente que son proporcionados al VE.

Los niveles mencionados a continuación han sido definidos por el Electric Power Research Institute (EPRI) y codificados en el National Electric Code (NEC) [7].

1. Nivel 1 - Carga lenta o Convencional: en este tipo de recarga se requiere una corriente y una tensión eléctricas de aproximadamente 16 amperios y 230 voltios respectivamente. Esto implica que la potencia eléctrica que puede entregar el punto para este tipo de cargas es de aproximadamente 3.7 kW. Con este nivel de potencia, el proceso de carga de la batería tarda aproximadamente 8 horas.

2. Nivel 2 - Carga Semi-Rápida: se requieren aproximadamente 68 amperios de corriente y 400V de tensión eléctrica. Esto implica que la potencia eléctrica que puede entregar el punto para este tipo de carga es de más de 20kW. Con este nivel de potencia, el proceso de carga de la batería tarda aproximadamente 4 horas.

3. Nivel 3 - Carga Rápida: Este tipo de carga se realiza en corriente continua con una tensión de 400 V y 200 A. La potencia requerida es de hasta 80kW. Este método puede tener cargado el vehículo eléctrico en un tiempo entre 15 y 30 minutos.

1.2 CALIDAD DE LA POTENCIA

Según la norma IEEE std 1159 de 2009 “Practicas Recomendadas para la Supervisión de la Calidad de Potencia Eléctrica” [8] “…el termino calidad de la potencia se refiere a una amplia variedad de fenómenos electromagnéticos que caracterizan a la tensión y la corriente en un momento dado y en un lugar determinado en el sistema de potencia…”. Es decir, puede existir un problema de calidad de potencia eléctrica cuando el sistema de potencia es afectado por fenómenos electromagnéticos particulares.

El mismo estándar [8] define una clasificación en la cual las 7 categorías base de fenómenos electromagnéticos son: Transitorios, variación de VRMS de corta duración, variaciones de VRMS de larga duración, desequilibrio, distorsión de la forma de onda, fluctuaciones de tensión y variaciones de la frecuencia de la fuente de potencia; las cuales a su vez tienen varias subcategorías que no se mencionan porque no son de interés para el presente trabajo.

La categoría de distorsión de forma de onda se estudiará de manera particular, ya que es la que se relaciona directamente con los objetivo del proyecto. Esta distorsión puede ser causada por: DC offset, hendiduras en la forma de onda de tensión y/o corriente, ruido, interarmónicos y armónicos.

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1.2.1 Armónicos

Los armónicos, son generados por cargas no lineales. Es uno de los fenómenos que más afecta la calidad de la potencia debido a que tiene efectos negativos en motores, generadores, transformadores, cables de potencia, condensadores, equipos electrónicos, instrumentos de medición, mecanismos de control y relés, interferencia telefónica y convertidores de potencia estática [9].

Los efectos más relevantes causados por los armónicos son: Calentamiento en los conductores, calentamiento del rotor (motor), calentamiento en los transformadores, pérdidas en el cobre, pérdidas en el hierro, pérdida de potencia A.C., esfuerzo dieléctrico, interferencia en circuitos de comunicación o lógicos, interferencia electromagnética (EMI), calentamiento y pérdidas en mecanismos de control, esfuerzos térmicos, entre otros. Efectos que a su vez disminuyen la vida útil de los sistemas de distribución (transformadores de distribución, cables, interruptores y fusibles) [10] e impacta negativamente en los equipos finales conectados a la red, ya que ocasiona reducción en la eficiencia de los equipos, disminución de vida útil de máquinas, instrumentos y en general de los elementos mecánicos, eléctricos y componentes aislantes, mal funcionamiento de los equipos (por ejemplo, errores de medición) e inclusive destrucción de los elementos [9].

1.2.1.1 Distorsión Armónica Total - THD

La distorsión armónica es en términos prácticos, la desviación de la forma de onda con respecto a una sinusoidal perfecta. El contenido armónico en una señal se puede encontrar utilizando la Transformada de Fourier, por lo cual la forma de onda distorsionada se puede describir como la suma de sinusoides, cada uno a una frecuencia múltiplo del armónico fundamental. Así mismo, los componentes armónicos se expresan por su magnitud (pico o RMS) y ángulo de fase. El indicador para describir la distorsión de forma de onda es la Distorsión Armónica Total (THD).

√∑

(1-1)

La Distorsión Armónica Total de la forma de onda de corriente (THDi) se puede calcular con la ecuación (1-1), donde es el número del h-esimo armónico, es el número de orden del armónico más grande observado, es el valor RMS de la h-esima componente armónica de corriente e es el valor RMS de la corriente a la frecuencia fundamental. De igual modo, la Distorsión Armónica Total de tensión (THDv), es calculada remplazando los valores de corriente por los valores de tensión respectivos.

1.2.1.2 Límites de Armónicos Recomendados

El estándar IEC 61000-3-2 recomienda el límite máximo de distorsión armónica de corriente para equipos que manejan corrientes de hasta 16 A por fase, con el fin de restringir la emisión

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de armónicos de equipos conectados a la red pública de baja tensión, cumpliendo los límites de compatibilidad electromagnética definidos en el IEC 61000-2-2.

Clase A

Equipos trifásicos balanceados Electrodomésticos, excluyendo equipos de Clase D Herramientas, excluyendo las de Clase B Dimmers para lámparas incandescentes Equipos de audio Todos los demás que no clasifiquen como B, C o D

Clase B Herramientas portátiles Equipos de soldadura de arco (no profesional)

Clase C Equipos de iluminación

Clase D Computadores personales (incluyendo monitores) Televisores En general, equipos con consumo de potencia inferior a 600 W

Tabla 1-1. Clasificación de equipos según IEC 61000-3-2.

La norma IEC 61000-3-2 clasifica los equipos en cuatro categorías: Clase A, B, C y D (ver Tabla 1-1). Los cargadores de VE que consuman máximo 16 A pueden ser clasificados como Clase A, teniendo en cuenta que no son cargas trifásicas, ni herramientas portátiles, tampoco equipos de iluminación, y por último, la potencia consumida será mayor a 600 W. Los límites de corrientes armónicas para equipos de esta clase se muestran en la Tabla 1-2.

Componentes Armónicas

impares

Máximo valor permitido

(A)

Componentes Armónicas

pares

Máximo valor permitido

(A)

3 2,3 2 1,08

5 1,14 4 0,43

7 0,77 6 0,3

9 0,4 8-40 0,23*8/h

11 0,33

13 0,21

15-39 0,15*15/h Tabla 1-2. Límites de corrientes armónicas para equipos de Clase A, norma IEC 61000-3-2.

Por otro lado, con relación a los equipos cuya corriente de entrada es mayor a 16 A por fase, el estándar IEC 61000-3-12 recomienda el límite máximo de distorsión armónica de corriente para equipos electrónicos conectados a la red pública de baja tensión que manejan corrientes mayores a 16 A que no superen los 75 A por fase. Esta norma establece los límites de emisión de armónicos dependiendo de los siguientes tres escenarios:

Escenario 1: Límites para equipos que no sean trifásicos balanceados.

Escenario 2: Límites para equipos trifásicos balanceados.

Escenario 3: Límites para equipos trifásicos balanceados con condiciones específicas.

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Para identificar el escenario dentro del cual aplican los equipos, se puede usar el diagrama mostrado en la Figura 1-3. De acuerdo a este diagrama, los equipos objetivo principal del presente proyecto (cargadores de baterías de VE) pueden ser clasificados dentro del escenario 1 (trayectoria verde del diagrama), teniendo en cuenta que no son cagas trifásicas y tampoco son equipos híbridos.

Figura 1-3. Diagrama de flujo para la aplicación de los límites a los equipos, IEC 61000-3-12.1

Los límites de corrientes armónicas recomendados para equipos en el escenario 1 de la norma IEC 61000-3-12, se muestran en la Tabla 1-3, los cuales se establecen dependiendo del valor de la Rsce (relación de corto circuito) que se puede hallar con la expresión mostrada en la ecuación (1-2).

1 Las condiciones a), b) y c) mencionadas en la decisión que permite establecer sí los “límites para equipos trifásicos balanceados con condiciones específicas” son aplicables, no son necesarias para el desarrollo del presente proyecto. Sin embargo, a continuación se enuncian para dar conocimiento al lector de la aplicación de la norma IEC 61000-3-12 con otro tipo de equipos.

Condiciones específicas:

a) El ángulo de fase del 5to armónico de corriente esta entre 90° y 150° con respecto a la fase de la tensión fundamental, en todo el periodo observable.

b) El equipo está diseñado de modo que el ángulo de fase del 5to armónico de corriente no tenga un valor en particular y pueda tomar cualquier valor de 0° a 360°.

c) Cada uno de los armónicos de corriente 5to y 7mo son menores al 5% de la corriente fundamental en todo el periodo observable.

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Rsce mínimo

Corriente Armónica Individual Permitida (%)

Factor de Distorsión Permitido (%)

THD PWHD

33 21,6 10,7 7,2 3,8 3,1 2 23 23

66 24 13 8 5 4 3 26 26

120 27 15 10 6 5 4 30 30

250 35 20 13 9 8 6 40 40

≥350 41 24 15 12 10 8 47 47

Nota: Los armónicos pares hasta el orden 12 no deben ser mayores a 16/n % Tabla 1-3. Límites de corrientes armónicas para equipos dentro del escenario 1 (que no son trifásicos

balanceados), IEC 61000-3-12.

(1-2)

(1-3)

(1-4)

Dónde:

: Potencia de corto circuito, ver ecuación (1-3).

: Potencia aparente nominal del equipo, ver ecuación (1-4).

: Tensión nominal de línea sistemática.

: Impedancia de la fuente de energía en el punto de conexión común.

: Tensión nominal (monofásica).

: Corriente nominal del equipo, especificado por el fabricante.

1.3 ESTADO DEL ARTE - IMPACTO DEBIDO A LA RECARGA MASIVA DE VE

La calidad de la potencia se puede ver afectada por diferentes fenómenos electromagnéticos, como se explicó en la sección 1.2, dichos aspectos han sido documentados, incluyendo impactos en la demanda de electricidad (por tanto en la planificación de los sistemas de generación, transmisión y distribución), impacto en los mercados y como tendría efecto sobre las tarifas al usuario final [3]. A continuación, se mencionan solo algunas de las más importantes publicaciones en el tema, haciendo énfasis en las más recientes y/o que brindan conclusiones fundamentales en la conexión masiva de cargadores de VE.

Con relación al impacto en la demanda de energía eléctrica, en [11] se realiza un análisis de un modelo de red típico, planteando varios escenarios de horas pico en los cuales los VE se

10

conectarían a la red, evidenciando el aumento de demanda de energía a la subestación, como se observa en la Figura 1-4 y en la Figura 1-5, causando saturación de los sistemas de distribución.

A su vez, un artículo que evidencia el avance para la planificación y gestión de sistemas de distribución, es [10], el cual muestra el desarrollo de un programa para evaluar el impacto de los cargadores de VE en los sistemas físicos de distribución; el programa permite observar la vida útil consumida del transformador de distribución en función de la duración de carga del VE, la temperatura ambiente y el grado de penetración de los VE; con lo cual concluye cómo el aumento de la corriente puede incrementar la temperatura del transformador y por ende reducir su vida útil.

Figura 1-4. Curva de carga de invierno, carga no

programada [11].

Figura 1-5. Curva de carga de invierno, carga

programada [11].

Figura 1-6. FP, THDi y Corriente RMS de cargador

trifásico industrial [12].

Figura 1-7. FP, THDi y Corriente RMS de cargador

monofásico doméstico [12].

En lo referente a la evaluación en la distorsión armónica causada por cargadores de VE, en [13] se desarrolla un método de control innovador, en el que destaca la importancia de tener en

11

cuenta el SOC. Se menciona que el THDi puede ser mayor al 50% y menor que el 5%, dependiendo del SOC y de la coincidencia en horas pico de demanda de carga en los hogares. El efecto neto de cargadores de VE no es simplemente la suma numérica de THD, porque la cancelación de fase armónica también se lleva a cabo.

Así mismo en [12] se realiza la caracterización de la calidad de potencia de dos cargadores de VE comerciales, uno trifásico para uso industrial y uno monofásico de uso doméstico, por medio de mediciones reales con analizador de redes. Los resultados permiten evidenciar el aumento drástico del THDi y disminución del FP, cuando a un determinado SOC cambia el modo de operación de carga, como se muestra en la Figura 1-6 y Figura 1-7, en el cargador industrial y doméstico respectivamente.

Otras investigaciones evalúan el impacto en la calidad de la potencia usando un modelo de sistema de distribución específico de redes inteligentes, como los mostrados en la Figura 1-8 y en la Figura 1-9, que son usados en [14] y en [15] respectivamente.

Figura 1-8. Sistema de distribución de redes

inteligentes de 23kV [14].

Figura 1-9. Sistema de distribución de redes inteligentes modificado, con alimentadores

residenciales e industriales [15].

Figura 1-10. THDv con nivel de carga semi-rápida y

alta penetración de VE en diferentes zonas horarias [14].

Figura 1-11. Disminución de THDv debido al

sistema propuesto en [15].

12

En [14] mediante simulación de Monte Carlo, una curva de carga diaria típica de un transformador real y perfiles del comportamiento de los armónicos en magnitud y fase, se obtuvo evidencia de problemas potenciales en la calidad de potencia en una red inteligente que funciona con VE, especialmente en horas pico de demanda de energía y con alto índice de penetración de VE, ver Figura 1-10. Por otro lado, en [15] se incluye alimentadores residenciales con alta penetración de VE y cargas industriales no lineales; en el cual se propone un algoritmo que optimiza el uso de intervalos de carga y envío de energía óptimos en la red inteligente, junto con un banco de filtros pasivos para la mitigación de los armónicos (Figura 1-11); concluyendo que dicho banco de filtros pasivos sería requerido para una red con alta penetración de VE, dando prioridad a los sistemas de optimización de la red inteligente para reducir el costo de la compensación.

Otro artículo que analiza el impacto de los VE en el rendimiento y la calidad de la potencia en un sistema típico residencial de baja tensión es [16], que a través de extensas simulaciones incluye el efecto de la inyección de corrientes armónicas de bajo orden, con escenarios de estudio que varían en tres zonas horarias de alta demanda de energía eléctrica, dos esquemas de carga (coordinado y no-coordinado) y tres niveles de penetración de VE (bajo, medio y alto). La Figura 1-12 muestra el resultado de un escenario con alta penetración de cargadores de VE y demanda de energía entre las 5pm y las 12pm, en el cual se observa el poco efecto de la carga coordinada sobre el THDv. Además en la Figura 1-13 se muestra el peor escenario (penetración del 100% de cargadores de VE, carga no-coordinada y zona horaria de 5pm a 7pm) en comparación con el de mejor escenario estudiado (carga coordinada uniformemente distribuida en horario de 5pm a 8am). Finalmente, concluye que la penetración de VE tiene gran impacto en las pérdidas del sistema, THDv y curva de carga diaria, y que la carga no-coordinada puede dar lugar a pérdidas de potencia costosas, con niveles THDv que podrían violar los límites recomendados de la norma IEEE 519.

Figura 1-12. THDv para carga no-coordinada y

coordinada (5pm-12pm) con alta penetración de cargadores VE [16].

Figura 1-13. Comparación de THDv para

penetración del 100% de cargadores de VE, con carga no-coordinada (5pm-7pm) VS carga

uniformemente distribuida (5pm-8am) [16].

13

A su vez [17] es un artículo que inicialmente muestra la investigación de cuatro tipos de cargadores para VE que actualmente son usados en estaciones de carga en China. Un cargador “On-board” monofásico, un cargador rápido “off-board” trifásico que usa puente rectificador de 12 diodos, y dos cargadores “off-board” con múltiples módulos (uno de carga lenta con 3 módulos y el otro de carga rápida con 11 módulos), cuyo resultado concluyó que cumplen con las recomendaciones de los estándares nacionales, exceptuando el segundo, que alcanza un THDi de 26,2%, 34,6% y 30,8% en la fase A, B y C respectivamente, y un THDi máximo en el 5to armónico de 20,8%. Además muestra evidencia importante del efecto de “neutralización” de corrientes armónicas cuando los cargadores de VE tienen propiedades similares, de modo que el THDi disminuye con el aumento de la cantidad de cargadores de VE y el valor RMS de la corriente tiende a un valor de saturación, como se observa en la Figura 1-14, dicho fenómeno es causado por la diferente magnitud y fase de cada armónico, que a su vez es efecto de la variación de la potencia de carga.

Figura 1-14. Tendencia de IRMS y THDi [17].

Figura 1-15. Curvas de tensión RMS en una

estación de carga con carga desbalanceada [17].

El mismo artículo [17], en segundo lugar evalúa la calidad de la potencia de dos estaciones de carga de VE, una de carga lenta con capacidad de 50 cargadores monofásicos “on-board”, y la otra de carga rápida equipada con 116 cargadores “off-board” con 11 módulos. Mediante los resultados de las mediciones prácticas se muestra que el THDv máximo es del 2,619%, y que los cargadores “on-board” monofásicos pueden generar un desbalance de carga, ocasionando un aumento de corriente del 30% en alguna de las fases del transformador de distribución, mientras que la otra fase disminuye, como se observa en la Figura 1-15.

Otro artículo que realiza mediciones prácticas es [18], que en condiciones de laboratorio efectúan las mediciones de cuatro diferentes modelos y marcas de VE del 2012 al 2013, teniendo en cuenta todo el rango de SOC (0% a 100%). Con los datos obtenidos se realizó el modelo de todos los vehículos. Además se hizo un modelo de uso de energía, a partir de datos estocásticos basados en una encuesta de tráfico. Luego realizaron simulaciones con base en dichos modelos, en tres escenarios diferentes de penetración de VE a la red (10, 20 y 50 VE), con el fin de evaluar la cancelación de armónicos de múltiples cargadores. En la Figura 1-16 y la Figura 1-17 se muestran los resultados más relevantes, en donde el eje Y de la ambas graficas es un coeficiente que representa la cancelación armónica (1 = Corriente armónica totalmente cancelada, 0 = Ninguna corriente armónica cancelada). En dichas figuras se observa que con baja cantidad de vehículos la cancelación armónica es variable, por otra parte, a medida que se

14

incrementa la cantidad de vehículos la cancelación tiende a un valor normalizado: 0,3 y 0,55 del 3er y 5to armónico respectivamente.

Además, se encuentran revisiones bibliográficas específicas acerca del tema, una de las más recientes es [19], que inicialmente destaca el avance en las estrategias de control para incluir más características amigables con la red, como PFC y reconstrucción de forma de onda de corriente. Igualmente, resalta el avance de los cargadores con topologías que aseguran un THDi por debajo del 5%. Menciona también referencias de mediciones prácticas de VE comerciales, en las que se han encontrado valores de THDi de 11,6% y 4.5%, que son muy buenos en comparación con el límite máximo recomendado por el IEC 61000-3-4 de 17,3%.

Figura 1-16. Niveles de cancelación armónica de la suma de cargadores (3er armónico), para diferente

cantidad de VE y escenarios [18].

Figura 1-17. Niveles de cancelación armónica de la suma de cargadores (5to armónico), para diferente

cantidad de VE y escenarios [18].

Figura 1-18. Magnitud RMS de las componentes de

corrientes armónicas del cargador “EV2” con tensiones de alimentación de 207 V a 253 V. Los valores registrados a 230 V se han presentado

como la referencia al 100% de cada componente armónica [20].

Figura 1-19. Ángulo de fase de las componentes de

corrientes armónicas del cargador “EV2” con tensiones de alimentación de 207 V a 253 V. Los valores registrados a 230 V se han presentado

como la referencia en cada componente armónica [20].

15

En [19] también se mencionan varios estudios relacionados con la cancelación de armónicos debido a múltiples cargadores, especificando que dicho efecto se debe al diferente ángulo de fase de los armónicos de cada cargador y que sería más probable con mayor cantidad de VE, sin embargo es aún complicado evaluar este efecto y se debe tener en cuenta la gran variedad de cargadores en el mercado, de lo contrario, los problemas pueden ser sobreestimados. Así mismo, en la revisión se mencionan múltiples estudios que usan métodos probabilísticos, estocásticos, simulación de Monte Carlo y métodos que definen funciones de densidad de probabilidad; en los cuales se incluyeron parámetros como tiempo de carga, SOC inicial y horarios en los que se conectarían los VE; además, algunos expresaron los resultados de medición de armónicos en forma trigonométrica. Evidenciado una mejora de casi 10% en el THDi debido a la conexión de múltiples cargadores. Sin embargo, concluye que todavía falta información de hasta qué punto realmente alcanzaría la cancelación armónica, teniendo en cuenta que los modelos de red se idealizan.

Un artículo reciente que estudia la alteración de los armónicos de corriente de cargadores de VE debido a la variación de los niveles de tensión que suministran las redes de distribución es [20]. Dicha variación se establece desde -10% hasta +10% con respecto a la tensión nominal de 230 V en Europa (207 V a 253 V). Los resultados de las variaciones en magnitud y ángulo de fase de uno de los VE estudiados se muestran en la Figura 1-18 y Figura 1-19 respectivamente; en donde se observa que ese tipo de cargador de VE es bastante sensible a variaciones de tensión, presentando aumento en la magnitud de armónicos cuando la tensión es inferior a la nominal. Mientras tanto, el ángulo de fase solo presenta una variación significativa para el armónico 9no, que a un nivel de tensión de +5% de la nominal, presenta un aumento de 70 grados.

Al mismo tiempo, el artículo [20] muestra resultados de dos casos de estudio en los que se suman dos cargadores de VE con niveles particulares de tensión; cabe resaltar los mostrados en la Tabla 1-4, en los que se evidencia la disminución significativa en la magnitud de la mayoría de las componentes armónicas mostradas, cuando dos VE del mismo tipo están conectados a una tensión de +5% de la nominal, en comparación a cuando están conectados a una tensión de -5% de la nominal.

2 VE a 221 V 2 VE a 241 V

Diferencia de Magnitud

Diferencia de ángulo

de fase Mag. (A)

Fase (°)

Mag. (A)

Fase (°)

Main 29,4 –2,8 26,9 –3,5 –8,5% < 1

I_h3 0,58 174 0,42 172 –26% 2

I_h5 0,21 –172 0,2 –176 –7,4% 4,5

I_h7 0,17 153 0,19 160 6,90% –6,1

I_h9 0,09 –152 0,017 –79 –81% –74

I_h11 0,13 155 0,14 159 13% –3,8

I_h13 0,12 –159 0,068 –158 –43% < 1 Tabla 1-4. Suma de corrientes armónicas de cargador de VE para el "EV2" [20].

16

Finalmente, dado que los armónicos son los que más efectos negativos generan en la red y por ende necesitan de más atención, es menor la cantidad de estudios relacionados con el impacto en la calidad de la potencia que se enfocan en fenómenos electromagnéticos como desbalances, caídas de tensión y ruido [3]. Sin embargo, [21] es un interesante artículo que representa la calidad la potencia en términos de caídas de tensión, corriente de línea y el promedio de un número específico de muestras de máxima carga en una red de distribución residencial, con dos casos generales dependiendo del tipo de carga (coordinada y no coordinada). En el cual se concluye que la carga coordinada en VE puede reducir las pérdidas de energía en la red; sin embargo, cuando los periodos de carga son bastante arbitrarios (carga no coordinada) el impacto de la penetración de VE es grande; por lo cual sería necesario implementar el control de carga coordinada en una red de distribución residencial que tenga puntos de carga de VE.

1.4 CONCLUSIONES DEL CAPITULO

Se realizó una revisión bibliográfica relacionada con Vehículos Eléctricos, Calidad de la Potencia y los estudios que se han realizado acerca del impacto debido a la recarga masiva de VE, de la cual se concluyó que la clasificación de los tipos de VE está claramente definida, así como la normatividad respecto a los requisitos físicos y de protección en la interconexión entre VE y cargadores externos. Sin embargo, no se tiene un estándar de conector ya que se han creado estándares en diferentes países, cada uno con su propio diseño de clavijas dependiendo si la alimentación al VE es monofásica, trifásica o D.C. En general la normatividad alrededor de la carga de VE es amplia a nivel internacional; por el contrario, a nivel nacional no se tiene requisitos particulares, sino que remite a las normas internacionales existentes.

También se encontró que la calidad de la potencia tiene una definición global mediante una norma internacional, al igual que el método de cálculo para obtener la distorsión armónica, cuyos límites exactos permitidos son especificados según la potencia requerida por la carga conectada a la red.

Finalmente, se observó que se ha realizado una amplia cantidad de estudios del impacto de la conexión de VE, en especial de los efectos de los armónicos, los cuales coinciden en que el aumento de VE conectados disminuiría el THD total en una red de distribución particular. No obstante, los estudios realizados son en general simulaciones con modelos idealizados que no incluyen el comportamiento de los circuitos de los cargadores ni sus efectos.

17

2 BATERÍAS DE VEHÍCULOS ELÉCTRICOS

Las baterías son la fuente interna de energía principal de los VE, que alimentan con D.C. los motores eléctricos encargados de su tracción. En este capítulo se mencionan los tipos de baterías con sus ventajas y desventaja, que permitirá contextualizar el porqué del mayor uso de uno o del otro en VE. Así mismo, se explicarán los métodos de carga de baterías. Luego se dará a conocer los modelamientos de baterías existentes, que son usados para estudios en simulación, lo que dará paso a la elección y desarrollo de un modelo particular para uso en el presente proyecto, finalizando con la simulación del mismo para comprobar su funcionamiento.

2.1 TIPOS DE BATERÍAS DE VE

Los investigadores y fabricantes han experimentado con varios elementos químicos con los cuales se han obtenido más capacidad de almacenamiento de energía con menos peso y tamaño. Por lo cual se han desarrollado varios tipos de batería que dependen del material con el que están construidas. Los tipos de batería más empleadas en VE se presentan en la Tabla 2-1 junto con sus principales características técnicas.

Tipo de Batería

Energía especifica (Wh/kg)

Coeficiente Energía/ Volumen (Wh/L)

Coeficiente Potencia/

Peso (W/kg)

Coeficiente de

auto descarga (% cada 24 h)

Ciclos de Vida útil

Ácido de plomo (Pb-Acid)

40 70 180 1 500

Níquel-Cadmio (NiCd)

60 100 150 5 1350

Níquel-hidruro Metálico (NiMH)

70 250 1000 2 1350

Iones de Litio (Li-ion)

125 270 1800 1 1000

Polímero de iones de litio

200 300 3500 1 1000

Sodio-níquel-cloro (Na-NiCl)–“Zebra”2

125 300 1500 0 1000

Tabla 2-1. Características técnicas de los principales tipos de baterías de VE [22]

Las principales diferencias entre los distintos tipos de baterías son el tamaño, el peso, los ciclos de vida útil, la capacidad y la densidad de energía.

2 Termino comercial, disponible en: http://web.archive.org/web/20090605083240/http://www1.rolls-royce.com/marine/products/submarine/zebra_batteries.jsp

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Las baterías con mayor coeficiente de densidad de energía por unidad de volumen y potencia por unidad de masa son las de iones de litio, evidenciado con los valores mostrados en la Tabla 2-1, e igualmente como se observa en la Figura 2-1 son las más livianas y pequeñas, lo que hace que sean las más usadas en VE3,4 por lo cual serán las que se usarán en el presente proyecto.

Figura 2-1. Volumen y peso por densidad de energía de los principales tipos de baterías de VE [22]

2.2 MÉTODOS DE CARGA DE BATERÍAS

Los métodos de carga refieren a la forma de entregar la energía eléctrica a la batería. Dependiendo del método usado, la carga puede ser más o menos rápida, y necesitar configuraciones de control específicas en los convertidores, para no comprometer su vida útil. A continuación se mencionan los métodos de carga más usados:

Tensión constante

El convertidor entrega una tensión constante a la batería durante todo el proceso de carga. Debido a la baja tensión de la batería cuando su SOC inicial es bajo se genera un pico de corriente inicial muy alto; por dicha razón en este método es necesario limitar la corriente de carga inicial para evitar dañar la batería. Así mismo, como se puede observar en la Figura 2-2 (a) la corriente va disminuyendo en forma exponencial, por lo cual es un método de carga lento.

Corriente constante

El convertidor controla el aumento de la tensión para entregar corriente constante a la batería durante todo el proceso de carga, como se observa en la Figura 2-2 (b), por lo que es un método de carga rápido. En particular necesita de un método de detección de final de carga preciso que interrumpa la corriente y evite daños graves en la batería.

3 Información suministrada por el Departamento de Energía de E.U. (U.S. Department of Energy). Disponible en: http://www.afdc.energy.gov/vehicles/electric_batteries.html

4 Referencia [37]

19

Corriente constante – Tensión constante

Combina los dos métodos de carga anteriores. Primero el convertidor entrega corriente constante a la batería controlando el aumento de la tensión generada, luego al llegar a un cierto nivel de SOC (entre 95% a 98%) el convertidor cambia a tensión constante, lo que hace que la corriente disminuya exponencialmente, como se observa en la Figura 2-2 (c). Este método de carga es rápido y soluciona el problema del método de corriente constante al final de la carga, garantizando una taza adecuada de entrega de energía, evitando a su vez sobrecargas y sobre calentamiento, en especial en baterías de Iones de Litio.

Potencia constante – Tensión constante

En este método, primero el convertidor controla la corriente entregada a la batería de forma que la potencia en la batería se mantenga constante, luego al igual que el anterior, al llegar a un SOC entre 95% a 98% el convertidor cambia a tensión constante, como se muestra en la Figura 2-2 (d).

Tensión Constante

(a)

Corriente Constante

(b)

Corriente Constante - Tensión Constante

(c)

Potencia Constante - Tensión Constante

(d) Figura 2-2. Métodos de carga de baterías.

2.3 MODELAMIENTO DE BATERÍAS

Muchos modelos de baterías han sido desarrollados con diferentes propósitos, tales como la simulación de circuitos, la predicción para la gestión de potencia en tiempo real, estimación de rendimiento y diseño de baterías. Los modelos que se han desarrollado se pueden clasificar en:

20

Modelos Electroquímicos

Modelos Basados en Inteligencia Computacional

Modelos Analíticos

Modelos Estocásticos

Modelos usando Circuitos Eléctricos

2.3.1 Modelo de batería seleccionado

El modelo de batería de Tremblay [23] será el usado para emular el comportamiento de las baterías de iones de litio. Este es el reconocido modelo usado por Matlab para simulación de circuitos eléctricos y en particular de sistemas de VE [23], que está disponible en la librería Sim Power Systems. Como se muestra en la Figura 2-3, se compone de una fuente de tensión controlada y una resistencia en serie. La tensión de la fuente depende de una ecuación que describe el comportamiento electroquímico de la batería, la cual tiene parámetros como: corriente de carga o descarga, capacidad de la batería, constante de polarización, resistencia interna, corriente filtrada, entre otras constantes necesarias que establecen el valor particular de la tensión a lo largo del tiempo, y su respectivo SOC.

Figura 2-3. Modelo de Descarga de Batería – Tremblay [23].

El modelo de carga es similar al modelo de descarga mostrado en la Figura 2-3, únicamente se diferencia en la ecuación que define el valor , dependiendo del tipo de batería. Los tipos de baterías disponibles son de ácido de plomo, iones de litio, Níquel-hidruro Metálico y Níquel-Cadmio.

La ecuación de carga establecida por Tremblay que define la tensión de circuito abierto para las baterías de iones de litio [23] se enuncia a continuación:

(2-1)

21

Dónde:

: capacidad de la batería en Ah.

: parámetro de tensión de la batería en el inicio de la zona lineal.

: constante

y : constantes que definen la zona exponencial de la curva de carga de las baterías de iones de litio.

: integral de la corriente de carga sensada.

: corriente de carga sensada y filtrada.

Conviene subrayar que el modelo de Tremblay asume que:

La resistencia interna de la batería es constante siempre.

Los parámetros de la batería son deducidos de la característica de descarga y se asume que son los mismos para carga.

La capacidad de la batería no cambia con la amplitud de la corriente (no tiene efecto Peukert).

La temperatura no afecta el modelo.

No incluye efecto de auto descarga.

No tiene efecto de memoria.

Así mismo incluye las siguientes limitaciones:

La tensión de la batería mínima y máxima es de y respectivamente.

La capacidad de la batería mínima y máxima es de y , respectivamente. Por lo tanto, el SOC no puede ser mayor que el 100% sí la batería es sobrecargada.

2.4 DESARROLLO DEL MODELO

Teniendo en cuenta el objetivo del proyecto y con base en el modelo de Tremblay seleccionado y explicado en la sección 2.3.1, se desarrolla el modelo de carga reducido mostrado en la Figura 2-4. Como se observa, incluye únicamente la ecuación (2-1) que describe el comportamiento en carga de baterías de iones de litio.

22

Figura 2-4. Modelo de batería de iones de litio en carga.

A su vez, la implementación de la ecuación (2-1) se realizará en el software de simulación PSIM mediante bloques matemáticos que calculan cada término independientemente y luego se suman, como se muestra en la Figura 2-5, donde los cuatro términos de la ecuación son nombrados de la siguiente manera:

E0_batt E_dyn_Charge E_NL Exp_Li_Ion

Como resultado de implementar en el programa de simulación los bloques matemáticos de la Figura 2-5 dentro del modelo de batería de la Figura 2-4, se obtiene el circuito completo mostrado en la Figura 2-6, el cual será usado en el proyecto para simular las características particulares en proceso de carga de una batería de iones de litio de un VE, junto con los circuitos de los cargadores diseñados en capítulos posteriores.

Figura 2-5. Ecuación (2-1) en bloques.

Cabe resaltar que el circuito implementado es fácilmente adaptable a diferentes características de batería (SOC inicial, capacidad, resistencia interna, etc.), mediante un elemento disponible en el programa de simulación llamado "Parameter file", el cual permite asignar y editar

23

rápidamente los valores de cada uno de los elementos mediante un editor de texto sencillo. Por tanto, el mismo se podrá usar en cualquier tipo de proyecto relacionado que necesite simular el comportamiento de una o varias baterías de iones de litio en carga; además, se podrá modificar más a fondo sin gran complejidad para representar otro tipo de curvas de carga o descarga, y por ende modelar otros tipos de batería.

Figura 2-6. Circuito completo del modelo de batería de iones de litio en proceso de carga.

2.4.1 Parámetros de la batería y del modelo a emplear

Los parámetros fueron escogidos tomando como referencia los principales VE comerciales existentes que soportan los modos y tipos de carga relacionados con el proyecto, con base en dicha información se escogen los siguientes parámetros de batería, como caso de estudio:

Capacidad de la batería ( ) = .

Tensión nominal ( ) = .

En consecuencia, los parámetros adicionales del modelo para dicha batería resultan ser:

24

Igualmente se tomará como parámetro el hecho que el SOC de las baterías reales nunca debe agotarse hasta el 0 %. En [24] se establece que el SOC mínimo conocido también como profundidad de descarga de la batería debe estar entre el 20% y 30% para evitar daños o reducción de la vida útil de la batería, igualmente realizaron mediciones de un cargador de VE real, donde encontraron que el SOC mínimo era del 25%; por lo que se escoge dicho valor en el modelo de batería diseñado.

2.4.2 Simulación del modelo

Para validar el comportamiento del circuito implementado como modelo de la batería y sus parámetros escogidos, se simula el circuito mostrado en la Figura 2-7, el cual incluye el modelo de la Figura 2-6 como subcircuito (“Batería”), alimentado por una fuente ideal de corriente directa de .

Figura 2-7. Circuito de prueba del modelo de batería.

Es necesario recalcar que únicamente esta vez se estableció un SOC inicial de 0 % como parámetro del modelo en la simulación, con el fin de verificar la curva de carga total desde 0 % hasta 100%.

Como resultado de la simulación se muestra la Figura 2-8, donde se observa la particular forma de curva de carga por medio de la tensión de la batería a lo largo del tiempo, con las zonas exponenciales y área nominal adecuadas (curva superior), y su respectivo SOC (curva inferior). Igualmente, permite constatar que el tiempo representativo de 1 hora real es 1 segundo de simulación, aspecto fundamental que se tendrá en cuenta en capítulos posteriores.

25

Figura 2-8. Curva de carga de 0 % a 100 % del modelo de batería desarrollado.


Se realizó revisión de los tipos de batería para VE existentes, las cuales se diferencian principalmente por el componente químico con el que están construidas y que almacena la energía. La más usada en la actualidad es la batería de iones de litio ya que son pequeñas, livianas y tienen mayor densidad de energía por unidad de volumen y potencia por unidad de masa; por lo cual es el tipo seleccionado en el proyecto.

En el software de simulación PSIM se desarrolló un modelo de carga de batería reducido basado en el modelo de Tremblay, optimizado para reducir recursos computacionales, el cual permitió emular el comportamiento del SOC y de la tensión en la batería durante todo el tiempo de carga.

26

3 CARGADORES DE BATERÍAS PARA VEHÍCULOS ELÉCTRICOS

El cargador de baterías juega un papel muy importante en el desarrollo de los VE, ya que es el encargado de transferir la energía eléctrica de la red a las baterías, la cual es necesaria para el funcionamiento de los mismos.

Un cargador de baterías está compuesto generalmente de las siguientes etapas: Alimentación, Rectificación, Corrector del Factor de Potencia (PFC) y conversión DC-DC. En la Figura 3-1 se muestra un diagrama de bloques donde se ilustran dichas etapas.

Figura 3-1. Etapas de un Cargador de Baterías.

Las características del cargador dependen en gran manera del tiempo de carga y el tiempo de vida de la batería. Su operación depende de sus componentes, control y estrategias de conmutación. Un cargador de baterías ideal tiene las siguientes características:

Eficiente, cconfiable

Bajo costo, bajo volumen y bajo peso

Asegura que la corriente de la red sea de baja distorsión para minimizar el impacto en la calidad de la energía

Un alto factor de potencia para maximizar la disponibilidad de la potencia real de la red

Alta densidad de potencia

3.1 CLASIFICACIÓN

3.1.1 Según su ubicación

a. On Board: son cargadores ubicados a bordo del vehículo. El usuario únicamente tiene acceso a la entrada del cargador para conectar el vehículo. Limitan la alta potencia debido al peso, al espacio y las limitaciones de costo, por lo tanto, es usado para cargar las baterías lentamente. Pueden ser de 2 tipos:

Conductivos: Existe contacto directo entre el sistema de carga y la red a través de un conector.

Inductivos: La potencia se transfiere de forma magnética.

27

b. Off Board: está ubicado fuera del vehículo. Accede directamente a las baterías. Es menos limitado por el tamaño y el peso. Es usado para cargar las baterías tan rápido como sea posible.

3.1.2 Según el Flujo de Potencia

a. Unidireccional: la potencia fluye de la red eléctrica a la Batería. Es un cargador que limita los requisitos de hardware, simplifica los problemas de interconexión y ayuda a reducir la degradación de la batería.

b. Bidireccional: este cargador soporta la carga desde la red eléctrica, la inyección de energía de la batería hacia la red, y la estabilización de energía con la adecuada conversión de potencia.

3.1.3 Según el Tipo de Convertidor

a. Convertidor en Modo Lineal: es un convertidor en el cual la regulación de tensión se realiza por medio de un transistor que opera en la región activa, lo cual implica una alta disipación de potencia, que a su vez genera un bajo rendimiento del orden del 30% al 60%. Normalmente son usados en aplicaciones de baja potencia donde el rendimiento no es una característica relevante.

Tienen sencillez en su diseño y simplicidad en su utilización, sin embargo son pesados y voluminosos para potencias moderadamente elevadas.

b. Convertidor en Modo de Conmutación: es un convertidor que utiliza dispositivos semiconductores de conmutación conectados en serie o paralelo que controlan el flujo de potencia a la carga. Estos convertidores tienen una alta eficiencia (entre el 70% y 90%), un pequeño tamaño, un bajo costo, sin embargo, tienen mayor complejidad, generan más ruido e interferencia electromagnética (EMI).

c. Convertidores de estructura resonante: están clasificados de acuerdo a la cantidad de interruptores que utilizan:

De interruptor único: poseen un interruptor convencional, acompañado de una red auxiliar compuesta por un diodo, una bobina y un condensador conocido también como interruptor resonante. Lo anterior da lugar a otros dos tipos de convertidores: de conmutación a corriente cero (ZCS) o de conmutación a tensión cero (ZVS). Estos convertidores tienen rendimientos muy elevados cuando operan a frecuencias del orden de los MHz, sin embargo, poseen estructuras más difíciles de analizar y diseñar.

De múltiples interruptores: consiste en una conexión en cascada de un ondulador resonante con un rectificador y un filtro pasa-bajos. Son utilizados generalmente en aplicaciones que manipulan potencias elevadas.

28

3.1.4 Cargador de Baterías Integrado

Es un cargador en el cual se integran la función de carga y el sistema de accionamiento eléctrico para minimizar el peso, el volumen y el costo. La función se puede integrar si carga y tracción no son simultáneas.

En este tipo de cargador, los devanados del motor se utilizan para los inductores de filtro o como un transformador aislado y el inversor de accionamiento del motor sirve como un convertidor AC-DC bidireccional.

La ventaja más importante de este tipo de cargadores es que la carga rápida bidireccional puede ser soportada con un factor de potencia unitario. La Figura 3-2 ilustra una estructura típica de este tipo de cargador.

Figura 3-2. Cargador de Baterías Integrado [25].

3.2 CONVERTIDORES AC-DC

Como se explicó en el capítulo 2, las baterías de los VE están diseñadas para trabajar con D.C. Una de las formas básicas de convertir la A.C. de la red eléctrica en D.C., es el uso de circuitos rectificadores, formados por diodos y/o tiristores, conectados en puente (Figura 3-3 a) o rectificadores con transformador de toma central (Figura 3-3 b), seguidos de un filtro.

Esta es una solución económica y de un diseño sencillo, sin embargo, la corriente de entrada tiene un comportamiento pulsante como se muestra en la Figura 3-4, lo cual introduce un elevado contenido de armónicos en la corriente de la red. En el capítulo 1, se mencionaron todos los problemas que se generan cuando se introducen armónicos a la red.

Una solución para evitar la introducción de armónicos es el uso de sistemas basados en convertidores conmutados, en los cuales se usan técnicas de control para regular la corriente de entrada.

29

(a) (b)

Figura 3-3. a) Rectificador en Puente, b) Rectificador con transformador de toma central.

Figura 3-4. Corriente de Entrada en Rectificadores a) y b).

3.3 CONVERTIDORES DC-DC

Son dispositivos electrónicos encargados de transformar D.C. de un nivel de tensión a otro, y generalmente proporcionan una salida regulada. Como se mencionó en la sección 3.1.3, existen convertidores lineales o de conmutación. De acuerdo a los objetivos del proyecto, los convertidores en modo de conmutación son los más adecuados, por lo tanto a continuación se describirán topologías de convertidores de este tipo, las cuales también son conocidas como fuentes de alimentación conmutadas.

3.3.1 Clasificación y Topologías de Convertidores DC-DC

Existe gran variedad de convertidores de este tipo, sin embargo se pueden clasificar de manera general en no aislados y aislados. En cualquiera de los dos tipos, el convertidor siempre posee al menos una bobina, la cual determina dos modos de conducción dependiendo del comportamiento de la corriente a través de ella. Si la corriente siempre es positiva y nunca llega a ser cero, el convertidor trabajará en modo de conducción continuo (CCM). Si la corriente se hace nula en algún momento del periodo de conmutación, entonces el convertidor trabajará en modo de conducción discontinuo (DCM).

El modo de conducción modifica en gran manera el comportamiento del convertidor; los componentes que conmutan sufren un mayor esfuerzo y la relación de transformación entre las tensiones y corrientes cambia.

30

En este proyecto se utilizan convertidores que operan en modo de conducción continuo.

3.3.1.1 No aislados

Son convertidores que no tiene aislamiento galvánico, ya que existen otros elementos externos que proporcionan el aislamiento y la protección. Son usados generalmente cuando la tensión necesita ser elevada o reducida en una relación relativamente pequeña de aproximadamente 4:1. Las topologías más utilizadas son:

a. Reductor (BUCK): convierte una tensión de entrada continua en otra menor a su salida. Tiene una alta eficiencia, bajo rizado en la tensión de salida y es fácil de analizar y diseñar. Ver Figura 3-5.

(3-1)

b. Elevador (BOOST): convierte una tensión de entrada continua en otra mayor a su salida. Tiene alta eficiencia, bajo rizado en la corriente de entrada y simplicidad en el diseño. Ver Figura 3-6.

(3-2)

c. Reductor – Elevador (BUCK - BOOST): convierte una tensión de entrada continua en otra de salida, mayor o menor en función de la duración de un determinado T. Permite invertir la polaridad de la tensión de salida y tiene un alto rendimiento, sin embargo, posee un alto rizado de corriente tanto en la entrada como en la salida. Ver Figura 3-7.

(3-3)

d. CUK: es un convertidor que se deriva de la unión en cascada de un convertidor tipo Boost seguido de un tipo Buck, en el cual la magnitud de la tensión de salida puede ser superior o inferior a la tensión de entrada. Es un convertidor inversor ya que la tensión de salida siempre tiene polaridad inversa. Ver Figura 3-8.

La principal diferencia con los convertidores anteriores es que utiliza un condensador en lugar de una inductancia para el almacenamiento de energía durante una parte del ciclo y su posterior entrega a la carga durante el resto del mismo. [26]

Su análisis y diseño es más complejo y requiere el uso de más componentes.

(3-4)

e. SEPIC: es un convertidor usado para obtener una tensión de salida menor, igual o mayor a la tensión de entrada sin invertir la polaridad. Consta de cuatro elementos pasivos, dos

31

inductancias y dos condensadores, lo que hace que sea un sistema complejo de cuarto orden. Ver Figura 3-9.

(3-5)

Figura 3-5. Topología de un Convertidor Buck. Figura 3-6. Topología de un Convertidor Boost.

Figura 3-7. Topología de un Convertidor Buck-

Boost. Figura 3-8. Topología de un Convertidor CUK.

Figura 3-9. Topología de un Convertidor SEPIC.

Las Ecuaciones (3-1), (3-2), (3-3), (3-4) y (3-5), permiten determinar la tensión de salida en cada uno de los convertidores mencionados, el cual puede variar dependiendo del valor del ciclo útil (D).

3.3.1.2 Aislados

Son aquellos que utilizan un transformador para obtener aislamiento galvánico. Dicho transformador puede usarse para almacenar energía y para convertir niveles de tensión y corriente. Al introducir este nuevo elemento, el tamaño y el peso del convertidor aumentan.

En la Tabla 3-1 se muestran las topologías de convertidores aislados más utilizadas.

32

TOPOLOGÍA RELACIÓN TENSIÓN DE SALIDA / TENSIÓN DE

ENTRADA ESQUEMA CIRCUITAL

Forward

Flyback

Half-Bridge

Full-Bridge

Push-Pull

Tabla 3-1. Convertidores DC-DC Aislados

33

3.4 FACTOR DE POTENCIA

En A.C. la tensión y la intensidad de corriente tienen formas de onda independientes. La tensión depende de la red pero la corriente varía dependiendo del tipo de carga que esté conectado.

Cuando el circuito que se conecta a la red tiene cargas lineales, el consumo es proporcional a la tensión aplicada. Un ejemplo de una carga lineal es una resistencia, cuyo valor siempre es fijo. Sin embargo, generalmente las cargas no son puramente resistivas, por lo tanto el comportamiento ya no será lineal. Al usar cargas inductivas o capacitivas, las formas de onda de corriente y tensión pueden ser iguales pero la corriente puede estar atrasada o adelantada con respecto a la tensión, es decir, están desfasadas. Dicho desfase ocasiona pérdidas en la potencia y degradación en la calidad de la potencia entregada.

El desfase entre corriente y tensión da lugar a las siguientes definiciones:

Potencia Aparente (S): es la potencia que resulta del producto entre la tensión y la corriente rms:

(3-6)

La unidad de la potencia aparente es Voltio-Amperio (VA).

Potencia Activa (P): es aquella que consumen los dispositivos conectados a la red eléctrica, la cual se transforma en forma de calor o trabajo. La unidad de la potencia activa es el Wattio (W).

(3-7)

Donde es el ángulo de fase entre la corriente y la tensión.

Potencia Reactiva (Q): es aquella que proporciona el flujo magnético necesario para el funcionamiento del dispositivo conectado a la red. Su unidad es el Voltio Amperio Reactivo (VAR).

La relación entre estas formas de energía se puede expresar a través del triángulo mostrado en la Figura 3-10.

Figura 3-10. Triángulo de Potencias.

34

Haciendo uso del Teorema de Pitágoras se puede deducir la fórmula que relaciona los 3 tipos de potencia. La ecuación (3-8) expresa dicha relación:

(3-8)

El Factor de Potencia (FP) es una cantidad que relaciona la potencia activa y la potencia aparente usando la siguiente expresión:

(3-9)

Al reemplazar las ecuaciones (3-6) y (3-7) en la ecuación (3-9) obtenemos la siguiente expresión:

(3-10)

Cuando no existen componentes armónicas en la corriente, entonces y el Factor de Potencia es igual a:

(3-11)

Teniendo en cuenta el THDi, el factor de potencia también se puede calcular usando la ecuación (3-12):

√

(3-12)

De igual forma el THDi puede ser calculado en términos del FP usando la ecuación (3-13):

√(

)

(3-13)

El FP es una cantidad que está entre 0 y 1. Un FP igual a 1 significa que no hay consumo de energía reactiva y la carga es puramente resistiva. Si el FP es menor a 1 significa que hay consumo de energía reactiva. Cuanto mayor sea el consumo de energía reactiva, se podrá aprovechar menos la energía recibida.

Un bajo FP también causa sobrecarga en los generadores, transformadores y líneas de distribución; las caídas de tensión y pérdidas de potencia se tornan mayores de las que deberían ser. Todo esto representa pérdidas y desgaste en los equipos.

35

3.5 CORRECTOR DE FACTOR DE POTENCIA – PFC

Un corrector del factor de potencia (PFC) es un circuito encargado de mantener un elevado FP, haciendo que la componente fundamental de la corriente de entrada esté en fase con la tensión, o que tengan el menor desfase posible. A su vez, con este circuito se busca reconstruir la forma de onda de la señal de corriente y de esta manera disminuir al máximo la distorsión armónica.

A continuación se mencionan algunas ventajas de tener un buen corrector del FP:

Aumento en la capacidad del sistema

Reducción de las pérdidas de energía

Reducción de la potencia aparente

Mejor aprovechamiento de la potencia absorbida

Menor costo de energía eléctrica

Mejora en la calidad y nivel de tensión

El PFC se puede clasificar en:

a. PFC Pasivo: está diseñado por elementos inductivos y capacitivos que conforman un filtro usado para reducir los armónicos de la corriente.

b. PFC Activo: está compuesto por convertidores conmutados. Es más complejo pero permite una mayor estabilidad en el sistema.

3.5.1 Topologías de PFC clásicas

El PFC es generalmente un convertidor DC-DC, y las topologías más utilizadas para este propósito son: Boost, Buck, Buck-Boost, CUK, SEPIC, flyback y forward.

En [27] concluyen que los convertidores Boost, Buck-Boost, y flyback poseen capacidades naturales de auto-corrección del factor de potencia y por lo tanto son preferidos para ser utilizados como PFC.

3.5.2 Topologías de PFC en desarrollo

Debido a la rápida evolución de la tecnología, los requisitos de energía han ido cambiando y ha surgido la necesidad de explorar otras opciones en cuanto al diseño de correctores del factor de potencia. Una de las opciones que ha sido objeto de estudio es la técnica “Interleaving”, la cual consiste en el funcionamiento de “n” convertidores DC-DC idénticos en paralelo, con señales de control sincronizadas a la misma frecuencia pero desfasadas uniformemente a lo largo del período de conmutación. El desplazamiento de las fases de las corrientes de cada rama ocasiona que en las corrientes de entrada y salida del circuito global se produzca una

36

importante cancelación de armónicos a la frecuencia de conmutación, y por consiguiente la reducción en el rizado de estas corrientes y en la tensión de salida. [28]

Uno de los convertidores que hace uso de esta técnica es el convertidor Boost Interleaved (IBC por sus siglas en ingles) de dos fases, mostrado en la Figura 3-11, el cual consiste en 2 convertidores Boost en paralelo, operando con un desfase de 180°.

Figura 3-11. Convertidor Boost Interleaved de 2 Fases.

En este convertidor, la corriente de entrada es la suma de las corrientes en los 2 inductores. Comparado con un convertidor Boost convencional, cada inductor maneja la mitad de la corriente. Esto permite que los dispositivos de conmutación tengan menor estrés ya que manejan la mitad de la potencia.

En [29] se hace una comparación entre un convertidor Boost convencional y un IBC diseñados para una potencia de salida e 3 kW y una tensión de 400 V, concluyendo que el Boost convencional tiene una eficiencia del 97.8% y un THDi de 4.88%, mientras que el IBC tiene una eficiencia del 98% y un THDi de 1.93%. Lo anterior nos permite concluir que el IBC proporciona una distorsión menor, manteniendo una alta eficiencia.

El uso de más convertidores en paralelo supone una mejora en la distorsión armónica, sin embargo, se requiere un mayor número de elementos, lo cual implica montajes más complejos y de mayor costo.

En la Figura 3-12 se muestran otras topologías que se han desarrollado, las cuales ofrecen ventajas particulares. Estas son recomendadas para estudios futuros debido a su complejidad en análisis y diseño.

37

(a) (b)

(c)

Figura 3-12. a) Bridgeless PFC Boost Converter, b) Semi-Bridgeless PFC boost Converter, c) Bridgeless Interleaved PFC Boost Converter [30].

3.6 ELECCIÓN DE TOPOLOGÍAS A USAR

La elección acertada de una topología requiere evaluar parámetros como las tensiones de entrada y salida, y la potencia que manejarán los dispositivos. Al conocer los niveles de tensión de entrada y salida es posible determinar si se requiere un convertidor de tipo reductor o de tipo elevador; también se podrá determinar si es necesario el uso de circuitos o dispositivos de acondicionamiento adicionales.

Debido a que existen topologías que funcionan mejor para aplicaciones de baja, media o alta potencia, conocer la potencia que manejara el dispositivo permitirá determinar la topología más adecuada. Conocer los niveles de potencia también permitirá determinar si se requiere más de una etapa o más de una topología.

También es necesario tener en cuenta otros parámetros como por ejemplo, la eficiencia, la complejidad en el análisis y el diseño, el tamaño, el peso, el costo, entre otros.

El desarrollo principal de este proyecto está basado en simulaciones, por lo tanto, los parámetros de tamaño, peso y costo, no serían muy relevantes, sin embargo, cabe recordar que uno de los objetivos del proyecto es hacer una implementación a escala, la cual requiere que si se tengan en cuenta dichos parámetros.

De acuerdo al diagrama mostrado en la Figura 3-1, el cargador de baterías requiere una etapa que funcione como PFC y otra como convertidor DC-DC que proporcione una salida de tensión y corriente regulada y al nivel que requieren las baterías. La etapa del PFC podría cumplir con ambas funciones, sin embargo el uso de dos etapas facilitará el control de cada una de las

38

variables a manejar, y permitirá cargar la batería con el método de carga corriente constante-tensión constante.

En la sección 3.5 se mencionaron las funciones que tiene la etapa del PFC. En [25], mencionan que los cargadores de baterías convencionales para VE generalmente contienen un convertidor Boost como corrector del Factor de Potencia (PFC), debido a que posee un inductor a la entrada, lo cual facilita en gran manera el control de la corriente de entrada; sin embargo como se mencionó en la sección 3.5.2, la técnica Interleaved posee las ventajas del convertidor boost convencional y además permite reducir en mayor medida la distorsión Armónica.

Por lo anterior, se usarán como PFC un convertidor Boost convencional y un IBC de 2 fases. El uso del IBC requiere un mayor número elementos en el circuito y por tanto un aumento en los costos; sin embargo dicho aumento es compensado con un mejor rendimiento del equipo y un ahorro de energía a largo plazo.

En la segunda etapa se utilizará un convertidor DC-DC con topología Boost, que permitirá obtener el nivel de corriente y tensión requerido por las baterías. Además tendrá un control que mantendrá en un valor constante la corriente de salida hasta que el SOC de las baterías llegue a un valor de 98%; después de este valor, la tensión se mantendrá constante y por ende la corriente empezará a decrecer.


La estructura usada en la mayoría de cargadores para VE está compuesta por una etapa de rectificación seguida de una etapa de conversión de potencia. Para esta segunda etapa existe una amplia clasificación que permite disponer de una gran variedad de topologías de convertidores.

Un cargador de baterías para VE debe asegurar que la corriente de la red sea de baja distorsión para minimizar el impacto en la calidad de la energía y un alto factor de potencia para maximizar la disponibilidad de la potencia real de la red, por lo tanto, es necesario adicionar una etapa a la estructura general del cargador, encargada de hacer corrección del factor de potencia. El PFC es generalmente un convertidor DC-DC, que incluye circuitos de control que le permite obtener una corriente con forma de onda sinusoidal a la entrada. La topología más utilizada para este propósito es la del convertidor Boost; sin embargo, existe una técnica llamada “Interleaving” que consiste en el funcionamiento de n-convertidores DC-DC idénticos en paralelo con señales de control desfasadas, la cual permite que a la salida del circuito global se produzca una importante cancelación de armónicos y por consiguiente un elevado FP y baja distorsión armónica. En este capítulo se ha estudiado el comportamiento y funcionamiento del convertidor IBC, el cual hace uso de dicha técnica.

Para el desarrollo del proyecto, se seleccionó un convertidor Boost convencional y un convertidor IBC como PFC, y un convertidor Boost para la etapa de conversión DC-DC.

39

4 DISEÑO DE CARGADORES

Para este proyecto se diseñan y simulan cuatro cargadores; dos de ellos son cargadores que trabajan en el modo 2 de carga y para ello se ha limitado la corriente RMS de entrada a 32 A. Los dos restantes trabajan en el modo 3 de carga y para estos, la corriente RMS de entrada se ha limitado a 64 A. Todos los cargadores poseen una etapa de rectificación, un PFC y un convertidor DC-DC.

4.1 DISEÑO DE LOS PFC

En esta sección se presenta el diseño de cuatro (4) diferentes PFC. Dos PFC con topología Boost convencional y con corriente RMS de entrada máxima de 32 A y 64 A respectivamente; los restantes dos PFC con topología IBC, igualmente con corriente RMS de entrada máxima de 32 A y 64 A respectivamente.

4.1.1 PFC-Boost 32A

Los parámetros para este circuito son los siguientes:

Tensión de entrada = 120 V (Valor RMS de la tensión de la red)

Tensión de Salida = 200 V

Corriente RMS de entrada Máxima = 32 A (Corriente utilizada para carga semi -rápida en el modo 2 de carga)

Se escoge como tensión de salida 200 V debido a que se desea tener en la segunda etapa un ciclo útil D = 0.5, ya que este valor está dentro del rango en el cual es más eficiente [31].

El ciclo útil (D) se puede determinar usando la ecuación (4-1):

(4-1)

La potencia que manejará el dispositivo se puede determinar usando la ecuación (4-2)

(4-2)

La corriente de salida de este convertidor se determina usando la ecuación (4-3)

(4-3)

La carga que requiere el convertidor se puede determinar haciendo uso de la siguiente ecuación:

(4-4)

40

El inductor mínimo para garantizar el modo de conducción continuo se puede determinar usando la ecuación (4-5)

(4-5)

Donde es la frecuencia de conmutación que tiene un valor de . Al reemplazar los valores de cada una de las variables, se obtiene un inductor mínimo de .

Como ese es el valor mínimo, se escoge un valor mucho mayor ya que se desea que para bajas corrientes el sistema opere en CCM, por lo tanto el inductor tiene un valor de .

Para hallar el valor del condensador, se hace uso de la ecuación (4-6), donde es la variación del rizado de la tensión de salida y tiene un valor de

(4-6)

Al reemplazar los valores se obtiene un condensador .

4.1.2 PFC-Boost 64A

Los Parámetros para este circuito son los siguientes:

Tensión de entrada = 120 V


Corriente de entrada Máxima = 64A

Debido a que las tensiones de entrada y salida son las mismas que las del PFC anterior, el ciclo útil sigue siendo ; usando la ecuación (4-2), obtenemos una Potencia .

La corriente de salida es , la cual se obtiene usando la ecuación (4-3). La

carga que requiere el convertidor se determina usando de la ecuación (4-4), lo cual da como resultado .

Al utilizar la ecuación (4-5) y manteniendo la frecuencia de conmutación de , el valor del inductor mínimo es . Al igual que en el convertidor anterior, se escoge un valor mucho mayor lo cual permite tener un menor rizado de corriente, por lo tanto el inductor tiene un valor de .

Para el valor del condensador, se usa la ecuación (4-6), obteniendo como resultado un valor de .

41

4.1.3 PFC- Boost Interleaved 32A

Como se mencionó en el capítulo 3, el IBC consiste en un convertidor adicional en paralelo; por lo tanto se adiciona una rama compuesta por un inductor, un diodo y un switch que poseen los mismos parámetros del convertidor boost convencional; por lo tanto el inductor tiene un valor de . La adición de esta rama ocasiona que en la carga se vea reflejado el doble de la frecuencia, lo cual permite como ventaja reducir el valor del condensador de filtro a .

4.1.4 PFC- Boost Interleaved 64A

Al igual que en el caso anterior, se adiciona una rama compuesta por un inductor, un diodo y un switch, manteniendo el valor del inductor en . Igualmente se reduce el valor del condensador de filtro a debido a lo expuesto en la sección anterior.

4.2 DISEÑO DE LOS CONVERTIDORES DC-DC

Para esta etapa se usa topología Boost convencional en todos los cuatro cargadores. Serán necesarios dos diseños, uno como segunda etapa de los PFC que trabajan con 32 A y el otro como segunda etapa de los PFC que trabajan con 64A.

4.2.1 Convertidor Boost- 32A

Los parámetros para este convertidor son los siguientes:



Corriente de entrada = 19.2 A

Potencia de entrada = 3.84 KW

Frecuencia de Conmutación = 40KHz

Usando la ecuación (4-1) se obtiene un ciclo útil , la corriente de salida está determinada por la ecuación (4-7):

(4-7)

La carga que requiere el convertidor se determina haciendo uso de la ecuación (4-8):

(4-8)

El valor del inductor mínimo se obtiene empleando la ecuación (4-5); dicho valor es . Se escoge un valor mucho mayor lo cual permite tener un menor rizado de corriente, por lo tanto el inductor tiene un valor de .

42

Para el valor del condensador, se usa la ecuación (4-6), obteniendo como resultado un valor de .

4.2.2 Convertidor Boost- 64A

Los Parámetros para este convertidor son los siguientes:



Corriente de entrada = 38.4 A

Potencia de entrada = 7.68 KW

Frecuencia de Conmutación = 40KHz

Debido a que las tensiones de entrada y salida son las mismas que las del convertidor anterior, el ciclo útil sigue siendo .

La corriente de salida se determina usando la ecuación (4-7) y da como resultado . La carga que requiere el convertidor se obtiene usando de la ecuación (4-8), dando como resultado .

El valor mínimo del inductor es , el cual se obtiene empleando la ecuación (4-5). Se escoge un valor mucho mayor lo cual permite tener un menor rizado de corriente, por lo tanto el inductor tiene un valor de .

Usando la ecuación (4-6), se obtiene el valor del condensador .


Se definieron los parámetros y se realizó el diseño de cada una de las etapas de los cuatro tipos de cargadores propuestos. Se obtuvieron los valores de cada uno de los elementos utilizados en los diferentes circuitos.

El cálculo de los elementos del convertidor IBC se realizó usando las mismas ecuaciones del boost convencional, lo que facilitó el diseño. El uso del IBC ocasiona que en la carga se vea reflejado el doble de la frecuencia, lo cual permitió reducir el valor del condensador de filtro.

El valor calculado de las bobinas es el valor mínimo que garantiza el CCM, sin embargo se selecciona uno mucho mayor ya que esto permite tener un menor rizado de corriente.

43

5 MODELADO DEL CONVERTIDOR Y FUNCIONES DE TRANSFERENCIA

Los convertidores conmutados son sistemas no lineales que pueden ser linealizados alrededor de un punto de operación. En este capítulo, en primer lugar se obtiene un modelo de gran señal del convertidor boost incluyendo todas las pérdidas en los elementos de potencia, con base en este se obtiene un modelo de pequeña señal lineal, con lo que finalmente se hallan las funciones de transferencia necesarias para diseñar los controladores de las dos etapas del cargador en el siguiente capítulo.

5.1 OBTENCIÓN DEL MODELO DEL CONVERTIDOR BOOST INCLUYENDO LAS PÉRDIDAS POR CONDUCCIÓN EN LOS ELEMENTOS

5.1.1 Modelado de Pérdidas en los Elementos

En la Tabla 5-1 se muestran los modelos que serán usados en la siguiente sección para representar las pérdidas en los elementos reales de potencia del convertidor boost [32]; además en esta tabla se especifican los valores escogidos como caso de estudio, los cuales son comunes para los valores calculados y seleccionados en el capítulo anterior.

Elemento Modelo con Perdidas Valor Perdida

Bobina

Condensador

Diodo en directo

MOSFET activado

Tabla 5-1. Modelos de pérdidas en los elementos de potencia.

Los modelos del diodo con polarización inversa y el interruptor abierto serán asumidos ideales como un circuito abierto.

Es necesario aclarar que se asume el uso de un transistor de efecto de campo (MOSFET) como interruptor en el actual modelo, que además será el usado para la implementación del prototipo de cargador a baja potencia en el capítulo correspondiente.

5.1.2 Modelado de Gran Señal del Convertidor Boost

Partiendo de la topología básica del convertidor boost, mostrada en la Figura 3-6, se agregan las pérdidas en los elementos especificadas en la sección anterior, obteniendo el circuito equivalente de la Figura 5-1. Como se observa en esta figura se ha agregado también el modelo

44

de la batería del capítulo 2, el cual consta de una resistencia en serie con una fuente de tensión D.C. , además de una resistencia que limitaría la corriente suministrada a la batería; lo anterior como modelo de la carga real que tendrá la etapa del convertidor DC-DC del cargador, aclarando el hecho que no solo será usado en dicha etapa, ya que haciendo y se tiene una carga resistiva común, permitiendo el modelamiento de otras etapas.

Figura 5-1. Convertidor Boost con pérdidas en los elementos.

Ahora bien, se realiza el análisis y desarrollo en régimen permanente [32] en cada uno de los dos estados que puede estar el interruptor del circuito de la Figura 5-1, resultando los circuitos equivalentes mostrados en la Figura 5-2 , donde se ha definido .

(a) (b)

Figura 5-2. Circuitos del convertidor boost durante los dos estos del interruptor: (a) interruptor cerrado, (b) interruptor abierto.

En el intervalo donde el interruptor está cerrado resulta el circuito de la Figura 5-2 (a), por ende la tensión en la bobina y la corriente en el condensador están dados por:

[ ] (5-1)

[ ]

(5-2)

Para el intervalo cuando está abierto resulta el circuito de la de la Figura 5-2 (b), por ende la tensión en la bobina y la corriente en el condensador están dados por:

[ ] (5-3)

45

[ ]

(5-4)

Ahora, usando el principio de tensión promedio en la bobina, de las ecuaciones (5-1) y (5-3) se obtiene:

⟨ ⟩ * [ ]+

[ [ ] ]

(5-5)

Donde es el ciclo útil de la señal PWM que controla el interruptor , y .

Desarrollando la ecuación (5-5) se obtiene:

⟨ ⟩ (5-6)

Donde .

Análogamente del principio de balance de carga en el condensador, de las ecuaciones (5-2) y (5-4) se obtiene:

⟨ ⟩ [ ]

[

[ ]

] (5-7)

Y desarrollando la ecuación (5-7) se obtiene:

⟨ ⟩ [ ]

(5-8)

Las dos ecuaciones (5-6) y (5-8) resultantes del análisis son las que describen el comportamiento del convertidor boost en gran señal incluyendo todas las pérdidas por conducción en los elementos, de las cuales se obtiene el circuito de gran señal mostrado en la Figura 5-3. Dicho circuito será el punto de partida para la siguiente sección y permitirá modelar el equivalente de pequeña señal lineal.

Figura 5-3. Circuito equivalente de gran señal del convertido Boost.

46

5.1.3 Modelado de Pequeña Señal del Convertidor Boost

En la sección anterior las señales de tensión y corriente fueron asumidas ideales con valor puramente D.C. Igualmente el ciclo útil de la señal PWM que controla la compuerta del interruptor se asumió fijo. Sin embargo, el comportamiento dinámico necesario para análisis de bucles de control debe tener en cuenta que en la realidad dichas señales están sujetas a variaciones pequeñas alrededor de su punto de operación. [33] Por lo cual la tensión de entrada, tensión en la carga, tensión en la bobina, corriente en la bobina, ciclo útil y otras magnitudes se representan de la siguiente manera:

(5-9)

Donde los términos D.C. se identifican con letra mayúscula, los términos que representan las perturbaciones de pequeña señal se identifican con letra minúscula y el énfasis "^", y la señal A.C. resultante de la suma de dichas magnitudes mediante letra minúscula.

Ahora bien, partiendo del modelo de gran señal del convertidor boost obtenido en la sección anterior, se cambian los términos en régimen permanente de la ecuación (5-6) por los términos A.C. que incluye las perturbaciones de pequeña señal, obteniendo la siguiente expresión:

(5-10)

Remplazando los términos A.C. de la ecuación (5-10) por las definiciones dadas en la ecuación (5-9) y reorganizando términos resulta:

( ) ( ) [ ( )]

[ ] (5-11)

Desarrollando la ecuación (5-11) y organizando los términos DC, de primer orden y de segundo orden se obtiene:

( )

( ) (5-12)

DC Términos de 1er

Orden - Lineal 2do

Orden

Debido a que el producto de dos términos de pequeña señal es demasiado pequeño, el término de 2do orden se desprecia, por lo que se toman únicamente los términos de 1er orden de la ecuación (5-12) de donde se obtiene la primera ecuación lineal que modela el comportamiento dinámico en pequeña señal del convertidor:

( ) (5-13)

47

Donde .

Análogamente, se cambian los términos en régimen permanente de la ecuación (5-8) por los términos A.C. que incluye las perturbaciones de pequeña señal, y teniendo en cuenta que la corriente en el condensador está dada por: ⁄ donde ⁄ como se puede observar en el circuito de la Figura 5-3, se obtiene la siguiente expresión:

(5-14)

Realizando el mismo procedimiento anterior, se remplazan los términos A.C. de la ecuación (5-14) por las definiciones dadas en la ecuación (5-9), luego se desarrolla la expresión y se organizan los términos D.C., de primer orden y de segundo orden, obteniendo la siguiente expresión:

(5-15)

DC Términos de 1er

Orden - Lineal 2do

Orden

Igualmente se toman únicamente los términos de 1er orden de la ecuación (5-15), de donde se obtiene la segunda ecuación lineal que modela el comportamiento dinámico en pequeña señal del convertidor:

(5-16)

De las dos ecuaciones (5-13) y (5-16) se obtiene el modelo del circuito de pequeña señal del convertidor boost mostrado en la Figura 5-4.

Figura 5-4. Modelo de pequeña señal del convertidor boost.

Y finalmente para tener especial atención en estas dos ecuaciones que modelan el comportamiento dinámico en pequeña señal, se reescriben a continuación, ya que serán las expresiones fundamentales para obtener las funciones de transferencia en la siguiente sección:

48

( ) (5-17)

(5-18)

5.2 FUNCIONES DE TRANSFERENCIA

5.2.1 Funciones de Transferencia de la etapa de potencia – convertidor boost

A partir del modelo de pequeña señal obtenido en la sección anterior, a continuación se obtienen las funciones de transferencia de la etapa de potencia con base en el procedimiento explicado en [34], que serán necesarias en el capítulo siguiente para realizar los controles adecuados de las dos etapas del cargador (PFC y convertidor DC-DC).

Función de transferencia :

Esta función de transferencia define la relación entre la corriente en la bobina (corriente de

entrada) respecto al ciclo útil , estableciendo todas las perturbaciones en cero; por ende se define de la siguiente manera:

|

(5-19)

Haciendo y despejando en la ecuación (5-17) se obtiene que:

(5-20)

Además teniendo en cuenta que:

(5-21)

Donde y

Se remplaza de la ecuación (5-20) en la ecuación (5-18) obteniendo la siguiente expresión:

(

) (

) (

) (

)

(5-22)

Desarrollando la ecuación (5-22) para ⁄ se obtiene:

( )

(5-23)

49

Como resultado de la ecuación (5-23) se obtiene la función de transferencia que está

dada por la siguiente expresión:

(5-24)

Dónde:


Esta función de transferencia define la relación entre la tensión de salida respecto al ciclo útil

, estableciendo todas las perturbaciones en cero; por ende se define de la siguiente manera:

|

(5-25)

Haciendo y despejando en la ecuación (5-18) se obtiene que:

(

) (

) (5-26)

Remplazando de la ecuación (5-26) en la ecuación (5-20) se obtiene la siguiente expresión:

[ (

) (

)] (

)

(5-27)


( ) (

)

( )

(5-28)

Así que de la ecuación (5-28) se obtiene la función de transferencia que está dada por la

siguiente expresión:

(5-29)

50

Dónde:

( )


Esta función de transferencia define la relación entre la tensión de salida respecto a la corriente en la bobina , estableciendo todas las perturbaciones en cero; por ende se define de la siguiente manera:

|

(5-30)

Dadas las dos funciones de transferencia y

obtenidas anteriormente, es sencillo

obtener la función de transferencia teniendo en cuenta que

(

) (

). Por ende se

tiene que:

[

][ ]

(5-31)

Remplazando y

de las ecuaciones (5-24) y (5-29) respectivamente, en la

ecuación (5-31) se obtiene la función de transferencia que está dada por la siguiente

expresión:

(5-32)


Esta función de transferencia define la relación entre la corriente de salida (corriente en la

carga) respecto al ciclo útil , estableciendo todas las perturbaciones en cero; por ende se define de la siguiente manera:

|

(5-33)

Analizando el circuito del modelo de pequeña señal de la Figura 5-4 se tiene que . Luego, remplazando dicho valor en la definición de la ecuación (5-25) se obtiene que:

(5-34)

51


(5-35)

Entonces, remplazando la expresión de de la ecuación (5-29) en la ecuación (5-35) se

obtiene la función de transferencia que está dada por la siguiente expresión:

(5-36)

5.2.2 Funciones de transferencia de la etapa de control

A continuación se mencionan brevemente las funciones de transferencia de la etapa de control, que junto con las de potencia permitirán establecer los lazos de realimentación de los controles necesarios para el diseño y funcionamiento adecuado de las dos etapas del cargador.

Función de transferencia del modulador:

Figura 5-5. Circuito de PWM simple.

El circuito simple del modulador o PWM se muestra en la Figura 5-5, donde una señal controlada se compara con una señal triangular o diente de sierra de amplitud ,

produciendo una señal PWM con ciclo útil , de donde resulta la siguiente relación:

(5-37)

Así que de la ecuación (5-37) se obtiene la función de transferencia ⁄ del circuito modulador, dada por la siguiente expresión:

(5-38)

Función de transferencia del multiplicador:

Figura 5-6. Esquema del multiplicador.

52

La señal de salida de un operador como el mostrado en la Figura 5-6, es el resultado de la señal de entrada multiplicada por una señal censada , es decir:

(5-39)

Por lo cual, la función de trasferencia que define la relación entre entrada y salida de este tipo de multiplicador sencillo no es más que el valor de la señal sensada, como se evidencia en la siguiente expresión derivada de la ecuación (5-39):

(5-40)


Debido a que los convertidores de potencia son sistemas no lineales, fue necesario obtener un modelo lineal de pequeña señal del convertidor boost para obtener las funciones de transferencia que modelan el comportamiento del mismo y por ende diseñar los controles.

El modelo desarrollado incluyó las pérdidas por conducción de todos los elementos en el convertidor, lo que garantizó obtener un sistema con un comportamiento más cercano a la realidad. Al incluir las pérdidas en los elementos aumentó la complejidad del desarrollo, ya que las expresiones matemáticas resultaron extensas dificultando las operaciones algebraicas; sin embargo se utilizaron abreviaturas para reducir las funciones de transferencia obtenidas facilitando la interpretación.

En el modelo lineal se utilizó como carga el modelo de batería previamente desarrollado, el cual permite modelar otra etapa que tenga carga resistiva haciendo cero los elementos que modelan la batería.

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6 DISEÑO DE CONTROLADORES

6.1 MÉTODOS DE CONTROL DE CONVERTIDORES DC-DC

6.1.1 Control en modo tensión

Está formado por un solo lazo de control que tiene como propósito controlar la tensión de salida, de manera que esta permanezca constante. Dicha tensión se controla modificando el ciclo útil para compensar las variaciones de la misma ante variaciones de las siguientes variables: tensión de entrada, corriente de carga y caídas de tensiones en los componentes semiconductores y resistencias parásitas.

En este tipo de control se compara la tensión de la salida con un valor de referencia. La diferencia entre estas tensiones se conoce normalmente como el error, el cual se convierte en un determinado valor de ciclo útil. Comúnmente opera a frecuencia de conmutación fija. [35]

En la Figura 6-1 se muestra el control en modo tensión aplicado a un Convertidor Boost, el cual está formado por: un sensor de tensión, un amplificador de error compensado y un comparador. Dicho comparador genera una señal PWM que el convertidor necesita para ser controlado, la cual se puede obtener comparando una tensión, que puede ser considerada casi continua y una señal triangular de frecuencia igual a la frecuencia de conmutación.

Este método de control tiene como ventaja una fácil implementación, sin embargo, es un control con una velocidad de respuesta muy lenta, lo cual puede afectar el funcionamiento cuando existan perturbaciones en la salida, ya que el convertidor comenzará a corregir el ciclo de trabajo lentamente [35].

Figura 6-1. Control en Modo Tensión.

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6.1.2 Control en modo corriente promedio

Está formado por un lazo de tensión y un lazo de corriente. El lazo externo de tensión está formado por un sensor de tensión y un amplificador de error compensado y se encarga de controlar la tensión de salida. El lazo interno de corriente, se encarga de controlar la corriente de la bobina, y está formado por un sensor de corriente, un amplificador de error compensado del lazo interno de corriente que toma la tensión proporcional a la corriente sensada y la amplifica, un comparador que compara la tensión proporcional al valor de corriente promediada y un valor de tensión de control procedente de la salida del amplificador de error compensado del lazo externo de tensión; un reloj que marca el inicio de cada ciclo de conmutación y un biestable SR que establece los intervalos de conducción del MOSFET (Ver Figura 6-2).

En este tipo de control la señal de corriente retroalimentada es compensada de tal forma que solo la componente de la corriente promedio pueda ser útil para determinar el ciclo de trabajo del convertidor [36].

Este método tiene las siguientes ventajas: Mayor inmunidad al ruido, debido a que el modulador recibe el valor medio de la señal sensada, mayor ganancia a bajas frecuencias, lo cual permite un mejor funcionamiento con cargas pequeñas y ganancia reducida a frecuencias próximas a la frecuencia de conmutación lo cual permite mantener la estabilidad. Es una técnica de control utilizada generalmente en los cargadores de baterías y en las fuentes de alimentación con corrección del factor de potencia [37].

Figura 6-2. Control en Modo Corriente Promedio.

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6.1.3 Control en modo corriente pico

Este método de control también está formado por dos lazos de control, como se muestra en la Figura 6-3. Uno externo de tensión y uno interno de corriente, que al igual que en el método de control por corriente promedio están encargados de controlar la tensión de salida y la corriente de la bobina. El lazo de tensión funciona igual que en el método anterior, pero el lazo de corriente incluye implícitamente un mecanismo llamado feed-forward, el cual corrige las perturbaciones producidas a la entrada para que no se propaguen a la salida. Dichas perturbaciones son corregidas ciclo a ciclo, de modo que el control funciona como protección de sobre corrientes.

El lazo de corriente está formado por un reloj que genera los flancos que indican el inicio de cada ciclo y para generar una rampa de compensación que garantiza la estabilidad del bucle para ciclos de trabajo superiores a 0.5; posee un bloque restador que sustrae a la tensión de control la rampa de compensación; un comparador que compara las tensiones (tensión proporcional a la corriente sensada) y para generar el flanco con el cual finaliza el (tiempo durante el cual esta encendido el Mosfet). Tiene un biestable SR que controla los intervalos de conducción del Mosfet.

En este tipo de control, la señal triangular con la que se hace la comparación es la propia corriente instantánea de la bobina convertida a tensión por el sensor de corriente; sin embargo, este tipo de control es inestable para ciclos de trabajo superiores a 0.5, por lo tanto, es necesario añadir una rampa externa para estabilización.

Figura 6-3. Control en Modo Corriente Pico.

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6.2 CONTROLES DE PFC

Para la etapa del PFC es necesario controlar la corriente de entrada y la tensión de salida, lo cual implica el uso de dos lazos de control, uno de corriente y uno de tensión, por lo tanto, se escoge un control en modo corriente promedio, el cual es el adecuado cuando se trabaja una topología sin transformador, dicho control permite que la corriente de entrada siga en promedio la tensión de línea, lo cual evita la transición de modo continuo a discontinuo por las variaciones en la entrada.

El lazo de corriente tiene como objetivo mantener la corriente de entrada en un valor deseado. Es un lazo rápido que solo está limitado por la frecuencia de conmutación.

El lazo de tensión tiene como objetivo mantener la tensión de salida cercano al valor de referencia y a su vez proporcionar la amplitud de la señal de referencia para el lazo de corriente. Este lazo tiende a mantener la potencia de entrada constante, lo cual ocasiona una muy mala forma de onda de corriente a la entrada. Por lo tanto, la frecuencia de corte de la transferencia a lazo abierto debe ser mucho menor que la frecuencia de la tensión de entrada (120 Hz) para conseguir un comportamiento de tipo resistivo [38].

En la Figura 6-4 se muestra un diagrama del control propuesto. A continuación se relacionan cada uno de los términos de dicho diagrama:

representa la ganancia del sensor de corriente, que para este caso tiene un valor de 1.

representa la ganancia del sensor de tensión, que para este caso tiene un valor de 0.01.

es una muestra de la señal rectificada.

es la función de transferencia que relaciona la corriente en el inductor y el ciclo

útil.

es la función de transferencia que relaciona la tensión de salida y la corriente en

el inductor.

representa la función de transferencia del modulador, en la cual es el valor pico de la señal triangular usada como señal de modulación. Ver ecuación (5-38).

es el controlador del lazo de corriente y es el controlador del lazo de tensión. Son controladores PI tipo 2 compuestos por un integrador, un polo y un cero. La función de transferencia de este tipo de controlador se muestra en la ecuación (6-1), donde representa la ganancia, la frecuencia del cero y la frecuencia del polo.

57

(6-1)

Figura 6-4. Esquema de control

Para diseñar los controladores, es necesario obtener la función , la cual sería la Planta

del lazo de corriente, y la función , que sería la Planta del lazo de tensión. La función

se determinó en el análisis realizado en el capítulo 5; la función puede

determinarse haciendo uso de la ecuación (6-2):

[

] [ ] (6-2)

Se debe hallar la función y para ello usamos la siguiente ecuación:

(6-3)

Donde es la ganancia del lazo de corriente y se obtiene empleando la ecuación (6-4):

(6-4)

Finalmente, la ganancia del lazo de tensión se obtiene al emplear la ecuación (6-5).

(6-5)

Es importante resaltar que los controles descritos a continuación son usados tanto para los PFC Boost, como para los PFC Boost Interleaved [30].

6.2.1 Control del PFC 32A

Para el diseño del control del lazo de corriente, es necesario calcular la función .

Usando la ecuación (5-24) y reemplazando los valores respectivos se obtiene la siguiente función de transferencia:

(6-6)

58

En la Figura 6-5 se muestra el diagrama de Bode de amplitud y fase de , en el cual se

puede apreciar un ancho de banda infinito y un margen de fase de 90°

Figura 6-5. Diagrama de Bode de

(32A).

Para conseguir que el convertidor se comporte en su entrada como una resistencia es habitual fijar la función de transferencia de forma que el ancho de banda del lazo de corriente sea superior al décimo armónico de la tensión de red rectificada, tomándose usualmente frecuencias de corte superiores a 2 o 3 KHz [34]. Además es necesario un suficiente margen de fase, elevada ganancia a baja frecuencia y suficiente atenuación a la frecuencia de conmutación. Por lo tanto, se establecen como parámetros del controlador un ancho de banda de 4 KHz y un Margen de fase de 60°.

El controlador es descrito en la ecuación (6-7) y se diseña usando la herramienta “sisotool” de MATLAB. Este controlador modifica la respuesta del sistema en la forma en que se muestra en la Figura 6-6.

59

(6-7)


(32A) compensado

Para el diseño del control del lazo de tensión, es necesario calcular las funciones y

. Usando la ecuación (5-32) y la ecuación (6-2), y reemplazando los valores respectivos

se obtienen las siguientes funciones de transferencia:

(6-8)

(6-9)

60


puede apreciar un margen de ganancia de aproximadamente 30 dB y un margen de fase de aproximadamente 110°.


(32A)

El lazo de tensión debe presentar suficiente atenuación a la frecuencia de red rectificada, usualmente superior a 30 dB, para no interferir en el seguimiento que el lazo de corriente hace de la tensión de red rectificada. La frecuencia de cruce del lazo de tensión debe situarse entre una quinta y una décima parte de la frecuencia de red rectificada. Por lo tanto, se establecen como parámetros del controlador un ancho de banda de 12 Hz y un Margen de fase de 60°.

El controlador diseñado es descrito en la ecuación (6-10), el cual modifica la respuesta del sistema en la forma en que se muestra en la Figura 6-8.

(6-10)

61


(32A) compensado.

6.2.2 Control del PFC 64A

Para el diseño de este control, el procedimiento es igual al que se usó en el control anterior y las consideraciones a tener en cuenta son las mismas. Por lo tanto, en primer lugar se debe hallar la función

usando la ecuación (5-24) y reemplazando los valores respectivos, con

lo cual se obtiene la siguiente función de transferencia:

(6-11)


puede apreciar un ancho de banda infinito y un margen de fase de 90°

62


(64A)

Los parámetros del controlador son un ancho de banda de 4 KHz y un margen de fase de 60°. El controlador diseñado es descrito en la ecuación (6-12) y modifica la respuesta del sistema en la forma en que se muestra en la Figura 6-10.

(6-12)

63


(64A) compensado

Las funciones y , necesarias para el diseño del lazo de tensión se muestran a

continuación:

(6-13)

(6-14)


puede apreciar un margen de ganancia de aproximadamente 30 dB y un margen de fase de aproximadamente 130°.

64


(32A)

Se establecen como parámetros del controlador un ancho de banda de 12Hz y un Margen de fase de 60°. El controlador diseñado es descrito en la ecuación (6-15), el cual modifica la respuesta del sistema en la forma en que se muestra en la Figura 6-12.

(6-15)

65


(64A) compensado

6.3 CONTROLES DEL CONVERTIDOR DC-DC

Para esta etapa es necesario realizar dos controles; el primero se encarga de controlar la corriente de salida y mantenerla en un valor constante hasta que la batería alcance un estado de carga de 98% aproximadamente. Cuando se alcanza dicho valor, el control de corriente se desactiva y al mismo tiempo se activa un control de tensión encargado de mantener la tensión de la batería constante hasta que el valor de la corriente llegue a la corriente de flotación.

En la Figura 6-13 se muestra el diagrama de control propuesto. A continuación se relacionan cada uno de los términos de dicho diagrama:

representa la ganancia del sensor de corriente, que para este caso tiene un valor de 1

representa la ganancia del sensor de tensión, que para este caso tiene un valor de 0.01

66

es la función de transferencia que relaciona la corriente de salida y el ciclo útil

es la función de transferencia que relaciona la tensión de salida y el ciclo útil

representa la función de transferencia del modulador.

es el controlador del lazo de corriente. Es un controlador PI tipo 2. Ver ecuación (6-1).

es el controlador del lazo de tensión. Es un controlador PI tipo 3 compuesto por un integrador, dos polos y dos ceros. La función de transferencia de este tipo de controlador se muestra en la ecuación (6-16), donde representa la ganancia,

la

frecuencia de los ceros y la frecuencia de los polos.

(6-16)

Figura 6-13. Esquema de control

Las funciones y , necesarias para el diseño de los controladores, se obtuvieron

en el análisis realizado en el Capítulo 5.

6.3.1 Control del Boost de 32 A

Usando la ecuación (5-36) y reemplazando los valores respectivos se obtiene la siguiente función de transferencia:

(6-17)

67


puede apreciar margen de ganancia de 1.76 dB y un margen de fase de -32°, lo cual hace que el sistema sea inestable.


(32A)

Es necesario que el controlador mantenga el convertidor en estado estable, y para ello se requiere que el margen de fase se encuentre entre 45° y 60°. Se diseña el controlador descrito en la ecuación (6-18), el cual modifica la respuesta del sistema en la forma en que se muestra en la Figura 6-15. Para este caso el Margen de fase es de 50°.

(6-18)

68


compensado

Para el diseño del control de tensión, se usa la ecuación (5-29) y se reemplazan los valores respectivos obteniendo la siguiente función de transferencia:

(6-19)


puede apreciar margen de ganancia de -12 dB y un margen de fase de -55°, lo cual hace que el sistema sea inestable.

69


(32A)

Es necesario diseñar un control que permita obtener un margen de ganancia positivo y un margen de fase que este entre 45° y 60°. Se diseña el controlador descrito en la ecuación (6-20), el cual modifica la respuesta del sistema en la forma en que se muestra en la Figura 6-17. Este control permite tener un Margen de ganancia de 75 dB y un Margen de fase de 60°.

(6-20)

70


(32A) compensado

6.3.2 Control del Boost de 64 A

El procedimiento para el diseño de este control es el mismo que se utilizó para el convertidor Boost de 32 A. Por lo tanto, es necesario obtener la función , la cual se describe en la

ecuación (6-21).

(6-21)


puede apreciar margen de ganancia de -4.3 dB y un margen de fase infinito, lo cual hace que el sistema sea inestable.

71


(64A)

Se diseña un controlador que permita tener un margen de ganancia positivo y un margen de fase que este entre 45° y 60°. En la ecuación (6-22) se describe dicho controlador, el cual modifica la respuesta del sistema en la forma en que se muestra en la Figura 6-19. El nuevo margen de ganancia es 13.4 dB y el nuevo margen de fase es 60°.

(6-22)

72


(64A) compensado

Para el control de la tensión se hace uso de la ecuación (5-29), la cual al reemplazar los respectivos valores tiene como resultado la función de transferencia de la ecuación (6-23).

(6-23)


puede apreciar margen de ganancia de 8.69 dB y un margen de fase de -52°, lo cual hace que el sistema sea inestable.

73


(64A)

Se diseña un controlador que mantenga el margen de ganancia elevado y un margen de fase que este entre 45° y 60°. Se diseña el controlador descrito en la ecuación (6-24), el cual modifica la respuesta del sistema en la forma en que se muestra en la Figura 6-21. Este control permite tener un Margen de ganancia de 48 dB y un Margen de fase de 60°.

(6-24)

74


(64 A) compensado.


Existen diversos métodos de control para convertidores; los más utilizados son el control de modo tensión, el control de modo corriente promedio y el control de modo corriente pico.

Cada cargador propuesto necesita tres controles; el primero es un control en la etapa del PFC en la cual es necesario controlar la corriente de entrada y la tensión de salida, por lo tanto, se escogió el control en modo corriente promedio ya que el cargador no usa una topología aislada con transformador y además permite controlar las variables mencionadas, manteniendo la corriente de entrada en fase con la tensión de la red. El lazo de corriente presenta una dinámica rápida que no debe interferir con la frecuencia de conmutación, por lo tanto se estableció su ancho de banda 10 veces menor a la frecuencia de conmutación. El lazo de tensión tiene una dinámica lenta y debe presentar suficiente atenuación a la frecuencia de red rectificada (120 Hz)

75

para no interferir en el seguimiento que el lazo de corriente hace a la tensión de la red, por ende se estableció su ancho de banda 10 veces menor a la frecuencia de red rectificada.

El segundo control está encargado de mantener constante la corriente que entra a las baterías, y finalmente el tercero mantiene la tensión de la batería constante cuando el SOC alcanza el 98%.

El control para el convertidor Boost convencional y el IBC son iguales pero debido a que el IBC tiene dos elementos de conmutación, la salida del control es desfasada 180° y la señal resultante es utilizada como señal de control del segundo elemento de conmutación.

76

7 SIMULACIONES Y ANÁLISIS

En este capítulo se muestran las simulaciones del funcionamiento individual de cada uno de los cuatro cargadores diseñados; así mismo se especifican los casos de estudio de la estación de carga y sus respectivas simulaciones. Finalmente, se realiza el análisis de los resultados obtenidos y del comportamiento del THDi.

7.1 SIMULACIÓN DE CARGADORES

La simulación realizada tiene las siguientes características:

Se incluyen pérdidas en Bobinas, Condensadores, Mosfet y diodos. Los controles PI son bloques incluidos en el software configurados de acuerdo a las

ganancias, polos y ceros requeridos. La batería utilizada es un subcircuito en el cual está incluido el modelo desarrollado en la

sección 2.4. La frecuencia de conmutación utilizada es de 40 KHz. La ganancia de los sensores de corriente es 1. La ganancia de los sensores de tensión es 0.01. El SOC inicial de las baterías es 25%

Figura 7-1. Circuito utilizado para los Cargadores de baterías con PFC Boost de 32 A y 64 A.

77

7.1.1 Circuitos Usados

En la Figura 7-1 y la Figura 7-2 se muestra el circuito utilizado para la simulación del cargador con topología PFC-Boost e PFC-IBC respectivamente. Es importante aclarar que la diferencia entre los cargadores de 32 A y 64 A es que la referencia de corriente de carga es de 9.6 y 19.2 respectivamente.

Figura 7-2. Circuito utilizado para los Cargadores de baterías con PFC Boost Interleaved de 32 A y 64 A.

7.1.2 Resultados

Las gráficas a continuación muestran los resultados en los cuatro cargadores diseñados. En las Figuras 7-3, 7-5, 7-7 y 7-9 se muestra el comportamiento de la tensión, Corriente y SOC de la batería durante todo el tiempo de carga, evidenciando el método de carga corriente constante – tensión constante.

En las Figuras 7-4, 7-6, 7-8 y 7-10 se muestran las formas de onda de la corriente y la tensión de entrada. Se puede evidenciar el correcto funcionamiento del PFC ya que la corriente sigue la forma de onda de la tensión logrando disminuir el THDi y elevar el FP.

Se puede observar que los cargadores con corriente de 64 A en la entrada permiten cargar las baterías del VE en la mitad del tiempo comparados con los cargadores con corriente de 32 A, si el SOC inicial en ambos casos es el mismo.

78

7.1.2.1 Cargador con PFC Boost convencional 32 A

Figura 7-3. Tensión en la Batería (rojo), Corriente en la Batería (azul) y SOC (verde) del Cargador con PFC

Boost Convencional de 32 A.

Figura 7-4. Corriente y tensión de Entrada del Cargador con PFC Boost Convencional de 32 A.

79

7.1.2.2 Cargador con PFC Boost Interleaved 32 A


Boost Interleaved de 32 A.

Figura 7-6. Corriente y tensión de Entrada del Cargador con PFC Boost Interleaved de 32 A.

80

7.1.2.3 Cargador con PFC Boost convencional 64 A


Boost Convencional de 64 A.

Figura 7-8. Corriente y tensión de Entrada del Cargador con PFC Boost Convencional de 64 A.

81

7.1.2.4 Cargador con PFC Boost Interleaved 64A


Boost Interleaved de 64 A.

Figura 7-10. Corriente y tensión de Entrada del Cargador con PFC Boost Interleaved de 64 A.

82

7.1.3 Análisis Del THDi

En la Figura 7-11 se muestran los primeros 50 armónicos en los dos cargadores limitados por una corriente de entrada de 32 A. Allí se puede observar que el cargador con topología IBC presenta menor amplitud en la mayoría de sus componentes armónicas. Igualmente sucede con los armónicos de los cargadores de 64 A, los cuales se muestran en la Figura 7-12.

Es importante aclarar que la amplitud de los armónicos se obtuvo aplicando la transformada rápida de Fourier FFT en la forma de onda de la corriente de entrada, usando la herramienta incluida en el Simview del simulador.

Figura 7-11. Amplitud de los armónicos en cargadores: Boost convencional 32A vs IBC de 32A.

Figura 7-12. Amplitud de los armónicos en cargadores: Boost convencional 64A vs IBC de 64A.

83

El valor del THDi para cada uno de los cargadores se calculó usando la ecuación (1-1) y los resultados se muestran en la Tabla 7-1. También se muestra el valor del Factor de Potencia, el cual se obtuvo usando la herramienta incluida en el Simview del simulador y la ecuación (3-10).

Se observa que tanto el THDi como el FP son mejor en el IBC que en el Boost convencional. Igualmente en el Modo 3 estos parámetros son mejores con respecto al Modo 2.

TIPO DE CARGADOR MODO DE

CARGA THDi (%) FP

Boost Convencional Modo 2 – 32 A

5,862 0,937

IBC 5,232 0,94

Boost Convencional Modo 3 – 64 A

3,401 0,934

IBC 3,249 0,95 Tabla 7-1. Valores de THDi y FP en los cargadores.

7.2 SIMULACIÓN ESTACIÓN DE CARGA

La Estación de carga propuesta mostrada en la Figura 7-13, está compuesta por 14 puntos de recarga, en los cuales es posible utilizar cualquiera de los 4 cargadores diseñados previamente. Cada uno de los vehículos eléctricos llega a la estación de carga con un SOC inicial diferente.

Los datos de la cantidad de vehículos en la estación de carga fueron usados con base a las curvas de probabilidad de la simulación de Montecarlo de [24]. En dicha simulación se realizaron 10 experimentos aleatorios, cuyos resultados se muestran en la Tabla 7-2 y en la Figura 7-14. La curva utilizada se obtuvo promediando los resultados de los 10 experimentos realizados para cada hora. Los valores del promedio obtenido se aproximaron al valor entero siguiente.

HORA C1 C2 C3 C4 C5 C6 C7 C8 C9 C10 PROMEDIO

NÚMERO DE VEHÍCULOS 07:00 1 0 1 0 0 1 0 0 1 1 1

08:00 4 4 5 4 3 4 3 6 5 4 4

09:00 8 7 7 7 7 8 7 9 8 8 8

10:00 10 12 12 11 11 13 11 11 10 11 11

11:00 14 14 14 14 13 14 15 14 15 14 14

12:00 14 14 13 13 12 13 14 12 12 14 13

13:00 13 14 13 13 12 12 14 11 11 13 13

14:00 12 12 10 11 11 11 12 10 9 13 11

15:00 11 11 9 8 8 8 11 9 6 11 9

16:00 9 10 6 6 7 7 10 5 6 10 8

17:00 8 7 4 4 7 5 8 2 4 7 6

18:00 6 6 3 4 3 3 6 2 4 5 4

19:00 4 3 2 2 3 2 4 2 1 3 3

Tabla 7-2. Numero de VE conectado por hora para una estación de carga de 15 bahías [24].

84

Figura 7-13. Diagrama de la estación de carga.

85

Figura 7-14. Curvas de Probabilidad del Número de Vehículos conectados por hora.

7.2.1 Casos de Estudio

Se han escogido 3 horas en las cuales la estación de carga trabaja a baja, media y alta capacidad. Dichas horas son 8:00 am, 11:00 am y 3:00 pm.

Adicionalmente, se han escogido 3 escenarios; en el primero todos los cargadores están limitados a una corriente de 64 A y pueden ser de 2 topologías, Boost convencional o IBC. En el segundo, todos los cargadores están limitados a una corriente de 32 A y también pueden ser de 2 topologías. En el tercero, los cargadores pueden ser de 32 A o 64 A y de cualquiera de las 2 topologías.

De acuerdo a lo anterior resultan los siguientes 9 casos:

Caso 1: se cargan 4 VE simultáneamente, los cargadores utilizados pueden ser Boost o IBC y operan en el modo 3 de carga con una corriente de entrada máxima de 64 A.






86

Caso 7: se cargan 4 VE simultáneamente, los cargadores utilizados pueden ser Boost o IBC y pueden operar en los modos 2 o 3 de carga. La corriente de entrada máxima puede ser de 32A o 64A.



Los 9 casos se resumen en la Tabla 7-3.

Caso Cantidad de VE Tipo de cargador Modo de Carga

1 4

Boost o IBC -64 A Modo 3 2 9

3 14

4 4

Boost o IBC -32 A Modo 2 5 9

6 14

7 4

Boost o IBC -32 A y 64 A Modo 2 y 3 8 9

9 14 Tabla 7-3. Casos de estudio.

7.2.2 Resultados

Las gráficas a continuación muestran los resultados de la simulación del primer caso de estudio. En la Figura 7-15 se muestra el comportamiento de la Tensión y Corriente de las baterías de los VE presentes en la estación durante todo el tiempo de carga. Además se muestra el comportamiento de la corriente entregada por la red a la estación de carga.

En la Figura 7-16 se muestra la forma de onda de la corriente y su comportamiento al desconectar un VE que ha sido cargado completamente. Se evidencia que la forma de onda se mantiene cuando hay un cambio en la demanda de potencia del sistema.

Los resultados de los otros casos de estudio se pueden observar en el ANEXO A.

87

Figura 7-15. Tensión y corriente de las baterías, y corriente de entrada – caso 1.

Figura 7-16. Forma de onda de corriente de entrada – caso 1.

88

7.2.3 Análisis del THDi

La Tabla 7-4 muestra el valor del THDi para casa uno de los casos de Estudio. En ella se puede observar que el valor del THDi obtenido en todos los casos de estudio está por debajo del 5%. También se puede observar que en los casos donde está incluido el modo 2, el valor del THDi disminuye levemente a medida que aumenta la cantidad de VE. Por el contrario en el Modo 3 el valor del THDi aumenta, sin embargo este aumento no es significativo.

Los valores de THDi en los casos donde se usa únicamente el modo 3 de carga son mejores comparados con los casos en los que se usa el modo 2 de carga.

Caso Hora Modo Cantidad de VE THDi (%)

1 8:00 am

Modo 3

4 1,4181

2 3:00 pm 9 1,4189

3 11:00 am 14 1,5232

4 8:00 am

Modo 2

4 4,4480

5 3:00 pm 9 4,2228

6 11:00 am 14 3,4963

7 8:00 am

Modos 2 y 3

4 3,6621

8 3:00 pm 9 2,9682

9 11:00 am 14 2,7943 Tabla 7-4. Valores de THDi de los casos de estudio en la Estación de Carga.

Cuando al mismo tiempo hay cargadores en la estación de carga funcionando en diferente modo de carga, el comportamiento del THDi es mejor que usar únicamente cargadores en modo 2, ya que se observa una disminución de aproximadamente 1%.

En la Figura 7-17 se muestra el comportamiento de las componentes armónicas de corriente al cambiar la cantidad de VE y el modo de carga. Se observa que al aumentar la cantidad de VE la relación disminuye en la mayoría de los armónicos, lo que confirma cualitativamente que el THDi disminuye a medida que aumentan la cantidad de VE.

En todos los casos la relación del 3er armónico es más significativa, ya que del 5to en adelante los valores están por debajo de 0.5% y no hay diferencia relevante. Esta relación es mejor en el modo de carga 3 ya que los valores son inferiores a 1.5%.

89

Figura 7-17. Componentes Armónicos de Corriente en la Estación de Carga para cada Modo de Carga.


Se simuló cada cargador de VE diseñado usando el software PSIM, encontrando que debido a la topología y las características del cargador IBC, este presenta menor amplitud en la mayoría de sus componentes armónicas en comparación con el Boost convencional.

Los valores de THDi obtenidos para cada uno de los cargadores simulados están por debajo del 6%, cumpliendo así con los requerimientos de la norma.

90

Los valores de FP son superiores a 0,93 lo cual se traduce en un mejor aprovechamiento de la potencia en el sistema, y ya que está directamente relacionado con el THDi, el FP es mejor en los cargadores que usan topología IBC.

También se simuló el comportamiento de una estación de carga, la cual cuenta con 14 puntos de recarga y permite modificar el tipo de cargador y el estado de carga cada batería. Se propusieron nueve casos en los que se reflejan diferentes escenarios.

En todos los casos propuestos y simulados para la estación de carga, el 3er armónico es el que más adiciona distorsión armónica a la forma de onda de la corriente.

Gracias a la cancelación armónica y también a que cada cargador tiene bajo THDi, al tener múltiples Cargadores el THDi resulta aún más bajo en comparación con tener un solo cargador.

Para lograr un menor THDi y por ende una mejor calidad de potencia, es preferible usar simultáneamente cargadores en modo 2 y modo 3 que usar cargadores solo en modo 2, ya que usando solo el modo 2 el THDi es un poco más elevado, sin embargo, usar el modo 3 implica una mayor demanda de potencia.

Si se requiere mayor velocidad de carga, es preferible usar solo cargadores en modo 3, pero si la velocidad de carga no es relevante, se puede usar solo el modo 2 ya que, aunque no es el que presenta el THDi más bajo, su valor está dentro de los límites permitidos en la norma.

91

8 IMPLEMENTACIÓN DE PROTOTIPO DEL CARGADOR CON TOPOLOGÍA BOOST

8.1 BATERÍA A EMPLEAR PARA EL PROTOTIPO

La batería empleada es de ácido-plomo de marca MAGNA, referencia MA2-12, cuyas características principales son: tensión nominal de 12V y una capacidad de 2Ah. Su baja capacidad permite utilizar un circuito de menor tamaño y menor peso, ya que no tiene la necesidad de manejar corrientes elevadas.

Es una batería económica de gran oferta en el mercado, aunque presenta ciclos de vida demasiado bajos comparados con los de otros tipos de baterías, no es un parámetro que afecte el funcionamiento, ya que durante la etapa de implementación y pruebas, no se espera superar el número de ciclos de vida nominal.

8.2 PARÁMETROS, DISEÑO Y SIMULACIÓN DEL PROTOTIPO

En esta sección se presenta el diseño del cargador implementado, el cual posee un PFC y un convertidor DC-DC, ambos con topología Boost convencional.

8.2.1 Parámetros generales del cargador prototipo

Los parámetros generales del cargador prototipo, mostrados en Tabla 8-1, se han seleccionado de tal forma que: en primer lugar la corriente nominal que se entregue a la batería cuando el cargador esté funcionando en método de carga de corriente constante sea de 0.3C, es decir 0.6A, y en segundo lugar las relaciones de aumento de tensión en cada etapa sean iguales a las obtenidas en el capítulo 4. De esta forma se busca obtener un comportamiento lo más parecido posible en el prototipo.

Parámetro Etapa 1

PFC Etapa 2

DC-DC - Boost

Tensión de entrada RMS 4.5 V 6.5 V

Tensión de Salida 6.5 V 15 V

Corriente RMS de entrada máxima 2.66 A 1.6 A

Rizado de tensión 1 %

Frecuencia de conmutación 20 KHz Tabla 8-1. Parámetros del cargador prototipo.

8.2.2 Diseño de potencia

Con base en los parámetros generales mostrados en la Tabla 8-1, se sigue el mismo procedimiento de diseño de potencia mostrado en las secciones 4.1 y 4.2, de donde se obtienen los resultados de diseño mostrados en la Tabla 8-2.

92

Parámetro Etapa 1

PFC Etapa 2 DC-DC

0.307 0.567

9 W 9 W

1.6 A 0.6 A

4.7 18.75

8.44 29.3

213.2 66.65 Tabla 8-2. Resultados de diseño de potencia del cargador prototipo.

Al igual que antes, en el caso de las bobinas se escogen valores mucho mayores a los calculados lo cual permite tener un menor rizado de corriente, y los condensadores se escogen con valores comerciales que sean mayores, pero cercanos a los obtenidos por los cálculos anteriores. Los valores escogidos de los elementos que serán usados en el cargador prototipo se muestran en la Tabla 8-3.

Elemento Etapa 1

PFC Etapa 2 DC-DC

Bobina 120 350

Condensador 250 100 Tabla 8-3. Valores escogidos de bobinas y condensadores para el cargador prototipo.

Las bobinas son diseñadas y construidas con características que soporten la corriente y la frecuencia que son necesarias en cada etapa. El diseño completo y la medición de las mismas se puede observar en el ANEXO B.

8.2.3 Diseño de Controladores

Los controladores fueron diseñados siguiendo el mismo procedimiento mostrado en el capítulo 6, remplazando los parámetros especificados en la sección 8.2.1 del presente capítulo en las funciones de transferencia de la etapa de potencia halladas en el capítulo 5, sección 5.2.1, definidas por las ecuaciones (5-24), (5-29), (5-32) y (5-36). Luego se realiza el diseño de los controladores del PFC (primera etapa) y los del convertidor DC-DC (segunda etapa), usando controles PI.

Los dos controladores del PFC (lazo de corriente y lazo de tensión), y los dos controladores del convertidor DC-DC (control de corriente y control de tensión) obtenidos, se muestran en las ecuaciones (8-1), (8-2), (8-3) y (8-4) respectivamente.

(8-1)

(8-2)

93

(8-3)

(8-4)

8.2.3.1 Digitalización de controladores

El proceso de digitalizar los controladores se realiza mediante la función C2D de Matlab, la cual permite transformar un modelo de un sistema continuo a un modelo discreto con un tiempo de muestreo determinado. Esta función permite ingresar diferentes métodos de discretización, dentro de los cuales se ha escogido el método Tustin. De esta forma, se transforman los cuatro modelos en tiempo continuo de los controladores obtenidos en la sección anterior.

Debido a que el tipo de control especificado por las ecuaciones (8-1), (8-2), (8-3) y (8-4) es igual, se obtiene el mismo modelo en tiempo discreto para estos cuatro controladores, el cual se muestra en la ecuación (8-5), donde se diferencian por el valor de las constantes , , , y obtenidas en la transformación y especificadas en la Tabla 8-4.

Así que la salida discreta [ ] de los controles digitales obtenidos y mostrada en la ecuación (8-5) depende de las constantes ya mencionadas y las salidas de tiempo anterior [ ] , así como el error actual [ ] y los errores de tiempo anterior [ ] . En consecuencia estas ecuaciones se implementan en el Microcontrolador, el cual debe guardar las salidas y errores de estado anterior para computar dichos cálculos.

[ ] [ ] [ ] [ ] (8-5)

Constante

- - Tabla 8-4. Valores de constantes de los controladores digitalizados.

8.2.4 Simulación del cargador prototipo

En la Figura 8-1 se muestra el circuito del cargador prototipo completo que se simula con los valores de elementos obtenidos anteriormente, así como sus respectivos controladores digitales adicionados mediante bloques de código C, los cuales son usados en la simulación para representar el comportamiento que tendría el DSP en el circuito real. El código utilizado en el DSP se muestra en el ANEXO C. Igualmente se incluye el modelo de batería diseñado en el capítulo 2 cambiando adecuadamente sus características por los valores de la batería de 12V que será usada en el montaje real, mencionada en la primera sección del presente capitulo.

94

Figura 8-1. Cargador prototipo con controladores digitales.

En la Figura 8-2 se muestra la corriente de entrada del convertidor en un segmento de tiempo de la simulación donde el cargador está funcionando con método de carga de corriente constante, la cual evidencia el correcto funcionamiento del controlador de modo corriente promedio implementado para la primera etapa con topología boost, ya que el THDi es de 7.57% y cualitativamente se observa que la forma de onda tiende a ser sinusoidal.

Figura 8-2. Corriente de entrada del cargador prototipo.

Igualmente en la Figura 8-3 se muestra la corriente suministrada por la fuente al cargador en todo el tiempo de simulación, junto con la tensión en la batería; en donde se observa que la corriente se mantiene en un valor RMS constante hasta que el control cambia a método de carga de tensión constante, generando que la misma descienda rápidamente. Lo anterior demuestra entonces que los controladores de la segunda etapa (control de corriente de carga y control de corriente de salida) funcionan adecuadamente.

95

Figura 8-3. Resultados de simulación del cargador prototipo con topología boost y controladores

digitales, superior: corriente de la fuente entregada al cargador, inferior: tensión en la batería.

8.3 ACONDICIONAMIENTO DE SEÑALES

En necesario establecer niveles de tensión proporcionales a las señales reales de tensión y corriente sensadas entre 0 V y 3 V, el cual es el rango de tensión permitido por el módulo de ADC del Microcontrolador usado. De igual manera se adiciona un filtro pasa bajos a las señales de tensión de los sensores de corriente para eliminar ruidos de alta frecuencia y señales espurias.

8.3.1 Acondicionamiento de señales de Tensión

El circuito usado como amplificador es una configuración resultante del restador mostrado en la Figura 8-4, cuya relación se establece por la ecuación (8-6) cuando y ; haciendo cero la entrada se obtiene la ecuación (8-7) de donde resulta el circuito mostrado en la Figura 8-5 que se usa como amplificador no-inversor de cada una de las tres señales de tensión.

(8-6)

(8-7)

96

Figura 8-4. Circuito amplificador restador.

Figura 8-5. Circuito amplificador no-inversor.

El circuito completo que se usa como acondicionamiento en los tres casos es mostrado en la Figura 8-6. Está compuesto de una etapa de filtrado para eliminar las señales espurias y ruido de alta frecuencia de la etapa de potencia, y luego el amplificador no-inversor.

En el circuito se muestra la topología Sallen-Key del filtro activo escogido, el cual tiene respuesta Butterworth, que se selecciona por tener una sola etapa y ser de segundo orden, lo que disminuye la cantidad de elementos y mejora la respuesta. Se usa el mismo filtro pasa bajos con frecuencia de corte de 1 KHz en todos los acondicionamientos. El diseño se realiza utilizando la aplicación FilterProTM de la empresa Texas Instruments, que permite tener un completo reporte del diseño (ver ANEXO D), dentro del cual se ha obtenido los siguientes valores de elementos: , , y .

Figura 8-6. Circuito de acondicionamiento para las señales de tensión.

Por otra parte, teniendo en cuenta los valores pico máximos de las tensiones establecidas en la Tabla 8-1, se escogen las ganancias de acondicionamiento mostradas en la Tabla 8-5 para garantizar los niveles de tensión permitidos por el Microcontrolador. En la misma tabla también se especifican los valores de resistencias obtenidos en el diseño de cada uno.

Señal sensada Ganancia del

Acondicionamiento Resistencias escogidas

Tensión de entrada rectificado

Tensión de salida del PFC

Tensión en la Batería

Tabla 8-5. Ganancias de acondicionamientos de señales de tensión y resistencias obtenidas.

97

8.3.2 Acondicionamiento de señales de Corriente

Los sensores de corriente seleccionados, especificados en la siguiente sección, entregan una tensión proporcional a la corriente sensada, dicha tensión es 2.5 V cuando la corriente es cero y aumenta linealmente respecto a la corriente sensada. Se ha escogido un sensor de 20 A para la corriente de entrada rectificada y uno de 5 A para la corriente de carga que se entrega a la batería, los cuales tienen una sensibilidad de 100 mV/A y 185 mV/A respectivamente.

Dado lo anterior se diseña un acondicionamiento para cada tensión de salida de los dos sensores de corriente, que cumplen con la relación mostrada en la Figura 8-7 y Figura 8-8, cuyas expresiones se especifican en las ecuaciones (8-8) y (8-9), respectivamente.

(8-8) (8-9)

Figura 8-7. Relación del acondicionamiento para la

señal del sensor de corriente de entrada rectificado.

Figura 8-8. Relación del acondicionamiento para la

señal del sensor de corriente de carga de la batería.

El circuito completo que se usa como acondicionamiento en ambos casos es mostrado en la Figura 8-9. Está compuesto por la misma etapa de filtrado de los acondicionamientos de señales de tensión, y luego el acondicionamiento que responde a cada relación antes mencionada.

Figura 8-9. Circuito de acondicionamiento para las señales de corriente.

98

El diseño de los dos acondicionamientos se realiza para garantizar la condición en un amplificador multientradas universal. Las resistencias obtenidas del diseño de cada uno, se muestran en la Tabla 8-6.

Resistencia Acondicionamiento de Acondicionamiento de

Tabla 8-6. Valores de resistencias de los acondicionamientos de señales de corriente.

8.4 CIRCUITO DE DISPARO PARA EL MOSFET

Es necesario adicionar un circuito para desacoplar el Microcontrolador con la etapa de potencia, que además tome la potencia necesaria de la polarización y no del pin digital para activar la compuerta del MOSFET. El circuito diseñado e implementado que cumple con dichas funciones se muestra en la Figura 8-10, el cual ha sido diseñado con base en los circuitos propuestos en [39].

Figura 8-10. Circuito de disparo para cada Mosfet.

8.5 COMPONENTES SELECCIONADOS

Los componentes seleccionados para el montaje del circuito del prototipo se especifican en la Tabla 8-7, los cuales se seleccionan principalmente para soportar la potencia necesaria y disminuir pérdidas de potencia, entre otras características específicas de cada componente que se describen en la tabla.

8.6 MONTAJE

El cargador se puede implementar en un circuito impreso PCB, cuyo diseño detallado se evidencia en el ANEXO E. Incluye todos los circuitos diseñados en las secciones anteriores del

99

presente capítulo, conectando los respectivos sensores, acondicionamientos, filtros, circuitos de disparo de MOSFET y DSP para los dos convertidores que componen la etapa de potencia. Además, la fuente de alimentación A.C. escalada se implementa por medio de un trasformador 120:4.5 de 15 VA que garantiza la potencia requerida por el cargador. Finalmente, la polarización del circuito se realiza por medio de una fuente D.C. comercial de 12 V.

Componente Referencia Principales Características

MOSFET CSD19536KCS

Mosfet de Potencia canal N diseñado para minimizar pérdidas en aplicaciones de convertidores de potencia,

hasta 100 V y 150 A, .

Diodo RK46 Diodo Schottky de alta frecuencia y baja tensión en

directo, , hasta 3.5 A.

Transistor 2n2222 2n3904 2n3906

Transistores comerciales, económicos, y de rápida conmutación con tiempos de retardo y de

establecimiento máximos.

Opto-acoplador 4N25 Opto-acoplador con transistor de salida, económico y

para aplicaciones de conmutación.

OP-AMP LM358 Amplificador operacional que opera con polarización tanto dual como única, bajas corrientes de entrada.

Regulador de Tensión

LM7805 Regulador de tensión de 5 V, corriente de salida de

hasta 1 A, protección contra sobrecarga térmica y contra corto circuito.

Sensor de corriente

ACS715

Ancho de banda de 80 KHz, resistencia de conductor interna de , y tensión de salida proporcional a la corriente sensada con sensibilidad de salida de 66 mV/A

hasta 185 mV/A dependiendo de la capacidad de corriente máxima del sensor.

Microcontrolador DSP

TMS320F28335 Procesador digital de señales de 32-bit, operación de

hasta 150 MHz, módulo ADC de 12 bits con 16 canales, tiempo de conversión de 12.5 MHz.

Tabla 8-7. Componentes seleccionados para el circuito del prototipo.

8.7 RESULTADOS

A continuación se presentan los resultados obtenidos de la medición de las variables de interés. En la Figura 8-11 se muestra la forma de onda de la corriente durante el método de carga de corriente constante, tomada con la pinza de corriente FLUKE i400s cuya sensibilidad es de 10mV/A. Igualmente, en la Figura 8-12 se muestran las formas de onda de corriente y tensión de entrada obtenidas. Se observa que la corriente sigue en buena medida la forma de onda de la tensión, reduciendo el desfase entre las mismas y por ende mejorando el FP.

100

Figura 8-11. Corriente de entrada al cargador.

Figura 8-12. Corriente (rojo) y Tensión (azul) de

entrada al Cargador.

Se utilizó una función incluida en el osciloscopio Agilent MSOX3014A, la cual permitió obtener la amplitud de los armónicos mediante la aplicación de la FFT a la señal de corriente de la Figura 8-11, esto con el fin de obtener el THDi usando la ecuación (1-1). En la Figura 8-13 se observa la magnitud de los armónicos más representativos.

Figura 8-13. Magnitud de armónicos de corriente.

El FP se calculó utilizando la ecuación (3-12). El ángulo de desfase fue de , el cual se obtuvo midiendo el desfase entre las señales de corriente y tensión de entrada como se muestra en la Figura 8-14.

Los resultados obtenidos de THDi, FP, potencias y eficiencia cuando la batería se está cargando en modo de corriente constante se muestran en la Tabla 8-8.

En la Figura 8-15 se muestra la corriente y la tensión en la batería durante todo el tiempo de carga. Se observa cómo se mantiene la corriente de carga de la batería constante, aproximadamente en 0.6 A durante 1.75 Horas. Luego el control cambia a modo de tensión

101

constante, manteniendo la tensión en la batería en 15 V aproximadamente, haciendo descender rápidamente la corriente a su valor de flotación cercano a los 0.28 A.

Figura 8-14. Medición ángulo de desfase entre tensión y corriente de entrada.

Parámetro Resultado

THDi 9.58 %

FP 0.985

Potencia Entrada 13.95 W

Potencia Salida 9 W

Eficiencia 64.51 % Tabla 8-8. Resultados.

Figura 8-15. Tensión y Corriente en la batería.

102


Se implementó un cargador de batería de baja potencia cuyos parámetros se escogieron de modo que garantizaran una taza adecuada de carga para la batería seleccionada, sin exceder los límites aceptados por la misma.

En la implementación fue necesario el diseño de circuitos adicionales de acondicionamiento de las señales de tensión y corriente, así como un circuito especial para el disparo de los MOSFET con aislamiento para proteger la etapa digital.

Debido a que se necesita un control digital de alta velocidad, se usó un DSP de 32 bits con frecuencia del núcleo de hasta 150 MHz.

Para obtener una onda rectificada más cercana a la ideal y disminuir perdidas, fue necesario utilizar diodos rectificadores que tuvieran la menor tensión en directo posible. Los diodos seleccionados de referencia RK46 según su hoja de especificaciones, poseen una tensión de 0.62 V, sin embargo al realizar la medición se obtuvo un valor de 0.155 V.

Se discretizarón los controladores usando el método Tustin. Estos controles digitales son muy sensibles a la frecuencia de muestreo, por lo que se tuvo especial atención en reducir la cantidad de líneas de código y garantizar que su ejecución fuera menor a la frecuencia de cada controlador digital.

En las mediciones realizadas se observó que el desfase entre la señal de corriente de entrada y la de tensión de entrada es mínimo, lo cual se traduce en un alto FP y bajo THDi. Lo anterior se comprobó midiendo el desfase entre las dos señales y las componentes armónicas más representativas de la corriente.

Se registró el comportamiento de la tensión y la corriente en la batería durante todo el tiempo de carga, evidenciando el correcto funcionamiento del modo de carga corriente constante – tensión constante.

103

9 CONCLUSIONES Y TRABAJOS FUTUROS

9.1 CONCLUSIONES

Se diseñaron y simularon cuatro cargadores que soportaran los tipos de carga lento y semi-rápido, y los modos de carga 2 y 3. Estos cargadores son de dos etapas, la primera es un convertidor PFC con topología boost convencional o IBC, encargado de regular la forma de onda de la corriente de entrada. La segunda etapa es un convertidor DC-DC con topología boost, encargado de controlar la corriente y tensión entregadas a la batería.

Para el convertidor PFC se escogió el control de corriente promedio ya que ideal para topologías no aisladas y además permite que la corriente de entrada siga en promedio la tensión de línea, logrando así un elevado FP y bajo THDi. Los controladores usados son PI tipo 2. En el convertidor DC-DC se usó un control de corriente y un control de tensión que permitieran cargar la batería con el método de corriente constante – tensión constante. En este caso se usó un control PI tipo 2 para regular la corriente y un control PI tipo 3 para regular la tensión.

Se desarrolló un modelo de pequeña señal del convertidor boost en el que se incluyeron las perdidas por conducción en todos los elementos. Este modelo permitió obtener las funciones de transferencia que modelan el sistema, con las cuales se diseñaron los controladores.

Para emular el comportamiento de una batería real en la simulación, se desarrolló un modelo de batería de iones de litio en modo de carga basado en el modelo de Tremblay.

Los valores de THDi obtenidos para cada uno de los cargadores simulados están por debajo del 6%, y los valores de FP son superiores a 0,93 lo cual se traduce en un mejor aprovechamiento de la potencia en el sistema. El FP es mejor en los cargadores que usan topología IBC.

Para evaluar el impacto que tienen múltiples cargadores funcionando simultáneamente sobre el THDi, se diseñó una estación de carga para VE con 14 puntos de recarga, se definieron y simularon diferentes casos variando el SOC, el tipo de cargador, el modo de carga y la cantidad de VE. Los resultados obtenidos permitieron concluir que gracias a la cancelación armónica y también a que cada cargador tiene bajo THDi, al tener múltiples cargadores el THDi resulta aún más bajo en comparación con tener un solo cargador. La cancelación armónica se debe a las pequeñas variaciones en la respuesta del control. Dichas variaciones son ocasionadas por las diferentes condiciones en cada cargador.

Es preferible usar simultáneamente cargadores en modo 2 y modo 3 que usar cargadores solo en modo 2, ya que usando solo el modo 2 el THDi es un poco más elevado, sin embargo, usar el modo 3 implica una mayor demanda de potencia. Si se requiere mayor velocidad de carga, es preferible usar solo cargadores en modo 3, pero si la velocidad de carga no es relevante, se puede usar solo el modo 2 ya que, aunque no es el que presenta el THDi más bajo, su valor está dentro de los límites permitidos en la norma.

104

Se implementó un cargador para una batería de 12 V – 2 Ah, y se usó la topología boost para la primera y segunda etapa. Se usaron los mismos métodos de control y los controladores diseñados fueron de tipo PI.

Con los resultados obtenidos en las pruebas del dispositivo se pudo comprobar que gracias al control de corriente promedio utilizado en la primera etapa, la afectación que tiene el cargador sobre el THDi es pequeña, ya que el valor de este fue de 9.58 %.

9.2 TRABAJOS FUTUROS

A continuación se presentan algunas propuestas relacionadas con este proyecto que pueden ser usadas como trabajos futuros.

Realizar el diseño y simulación de cargadores de VE usando otras topologías de convertidores.

Utilizar ventanas de control que permitan tener controladores para diferentes puntos de operación del sistema a lo largo del proceso de carga.

Desarrollar un modelo de pequeña señal del convertidor boost que además de las pérdidas por conducción incluya las pérdidas por conmutación.

Simular una estación de carga que tenga un número mayor de puntos de recarga y permita la conexión intermitente de VE.

Evaluar el impacto y la relevancia que tienen otros fenómenos electromagnéticos diferentes a los armónicos en la calidad de la potencia.

Desarrollar e Implementar cargadores de mayor potencia usando los resultados obtenidos en este proyecto.

105

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[41] Rodrigo García Valle and João A. Peças Lopes, Electric Vehicle Integration into Modern Power Networks. New York, USA: Springer, 2013.

i

ANEXOS

A. RESULTADOS SIMULACIÓN ESTACIÓN DE CARGA

Figura A-1. Tensión en las Baterías, Corriente en las Baterías y corriente de entrada para el caso de

estudio 2 – Modo 3 – 3pm.

ii


estudio 3 – Modo 3 – 11am.

iii



iv


estudio 5 – Modo 2 – 3pm.

v



vi


estudio 7 – Modo 2 y 3 – 8am.

vii


estudio 8 – Modo 2 y 3 – 3pm.

viii


estudio 9 – Modo 2 y 3 – 11am.

ix

B. DISEÑO Y MEDICIÓN DE BOBINAS

Para el diseño de las bobinas se usó el software mini Ring Core Calculator 1.2, el cual permite seleccionar el tamaño y el tipo de núcleo toroidal, e introducir el valor de la inductancia. El programa se encarga de calcular la longitud del alambre de cobre, dependiendo del calibre y el número de vueltas necesarias. Se escogió un núcleo de referencia T130-26; el 130 indica el diámetro externo del núcleo en pulgadas*100 (ver Figura B-1), y el 26 indica que es un núcleo de color Amarillo-Blanco que permite trabajar un rango de frecuencia de 0 Hz a 1 MHz.

Figura B-1. Medidas del núcleo utilizado para el diseño de las bobinas.

Figura B-2. Resultados obtenidos en el software mini Ring Core Calculator 1.2.

En la Figura B-2 se muestra una impresión de pantalla del programa utilizado y descrito anteriormente, en el cual se puede evidenciar que para la inductancia , es necesario un alambre de cobre con un calibre #15 máximo, y es necesario dar 38 vueltas alrededor del núcleo para lo cual se requieren aproximadamente de alambre. Se escoge un calibre #17 ya que este es más delgado y por lo tanto más fácil de manipular y además soporta la

x

corriente que va a circular a través de la bobina. Para la inductancia , es necesario un alambre de cobre con un calibre #20 máximo, y es necesario dar 66 vueltas alrededor del núcleo para lo cual se requieren aproximadamente de alambre. Se escoge un calibre #22.

Figura B-3. Circuito de filtro pasa banda para medición de bobinas.

La medición de las bobinas se realizó indirectamente por medio del circuito mostrado en la Figura B-3, el cual es un filtro pasa banda. Se conectó un generador de señales (Vin) a la entrada, luego visualizando la señal de tensión en la bobina (Vout) por medio del osciloscopio, se varió la frecuencia de la señal del generador para buscar la frecuencia en la cual el filtro está en resonancia y por ende, en donde la salida está en fase con la entrada y la amplitud de la señal de salida es máxima. De esta forma se encontró la frecuencia de resonancia mostrada en la Tabla B-1 para cada una de las bobinas construidas, y el valor obtenido de cada una por medio de la ecuación (B-1) y mostrado en la misma tabla.

(B-1)

Bobina Frecuencia de Resonancia Valor

L1

L2

Tabla B-1. Resultados de mediciones de las bobinas.

xi

C. CÓDIGO DSP

A continuación se muestra el código implementado en el DSP:

#include "DSP28x_Project.h" #include "math.h" __interrupt void adc_isr(void); void Config_GPIO(void); // *********** Global variables used: ************ //* Constantes del control: float Ref_Vo_pfc = 6; float Ref_Io = 0.6; float Ref_Vbat = 15; //* Variables sensadas: float Vo_pfc_S = 0.0; float Vin_rec_S = 0.0; float Iin_S = 0.0; float Io_S = 0.0; float Vbat_S = 0.0; //* Variables internas: float Mul = 0.0; //* Variables del control float yV=0.0, yV_1=0.0, eV=0.0, eV_1=0.0; float yi=0.0, yi_1=0.0, ei=0.0, ei_1=0.0; float yVo=0.0, yVo_1=0.0, eVo=0.0, eVo_1=0.0; float yio=0.0, yio_1=0.0, eio=0.0, eio_1=0.0; //*********** Parametros del controlador Gv: *********** float bV0 = 0.2394; float bV1 = -0.2373; //*********** Parametros del controlador Gi: *********** float bi0 = 0.174; //0.1869 float bi1 = -0.1549; //*********** Parametros del controlador Gv_Vo: ******** float bVo0 = 0.01779; float bVo1 = -0.01765; //*********** Parametros del controlador Gi_io: ******** float bio0 = 0.01779; float bio1 = -0.01765; //****************************************************** int D_PWM_1; int D_PWM_2; int i=0, j=0, n=0, k=0; int cant_tomas = 0; int tomar_datos = 0; int PASO=0; int ctrl_fn=0; int on_ctrl_Vo=0; main(){ // Paso 1. Inicializa control del sistema: PLL, WatchDog, habilita controles InitSysCtrl(); EALLOW; #if (CPU_FRQ_150MHZ) // Default - 150 MHz SYSCLKOUT EDIS; // Define la frecuencia del reloj EALLOW; SysCtrlRegs.HISPCP.all = ADC_MODCLK;

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EDIS; // Paso 2. Inicializa GPIO: Config_GPIO(); // Paso 3. Deshabilita interrupciones de CPU DINT; // Inicializa los registros del control PIE. InitPieCtrl(); // Limbia todas las banderas de interruciones: IER = 0x0000; IFR = 0x0000; // Inicializa los registros del control PIE con apuntador. InitPieVectTable(); EALLOW; // This is needed to write to EALLOW protected register PieVectTable.ADCINT = &adc_isr; EDIS; // This is needed to disable write to EALLOW protected registers // Paso 4. Inicializa todos los perifericos: InitAdc(); // Paso 5. Habilita interrupciones // Enable ADCINT in PIE PieCtrlRegs.PIEIER1.bit.INTx6 = 1; IER |= M_INT1; // Enable CPU Interrupt 1 EINT; // Enable Global interrupt INTM ERTM; // Enable Global realtime interrupt DBGM // Paso 6. Codigo: // Configurar ADC AdcRegs.ADCTRL3.bit.SMODE_SEL = 0x0; // Modo secuencial AdcRegs.ADCMAXCONV.all = 0x0004; // Conf. 5 conver. secuenc. AdcRegs.ADCCHSELSEQ1.bit.CONV00 = 0x0; // Setup conv from ADCINA0 AdcRegs.ADCCHSELSEQ1.bit.CONV01 = 0x1; // Setup conv from ADCINA1 AdcRegs.ADCCHSELSEQ1.bit.CONV02 = 0x2; // Setup conv from ADCINA2 AdcRegs.ADCCHSELSEQ1.bit.CONV03 = 0x3; // Setup conv from ADCINA3 AdcRegs.ADCCHSELSEQ2.bit.CONV04 = 0x4; // Setup conv from ADCINA4 AdcRegs.ADCTRL2.bit.EPWM_SOCA_SEQ1 = 1;// Enable SOCA from ePWM to start SEQ1 AdcRegs.ADCTRL2.bit.INT_ENA_SEQ1 = 1; // Enable SEQ1 interrupt (every EOS) // Assumes ePWM1 clock is already enabled in InitSysCtrl(); EPwm1Regs.ETSEL.bit.SOCAEN = 1; // Enable SOC on A group EPwm1Regs.ETSEL.bit.SOCASEL = 4; // Select SOC from from CPMA on upcount EPwm1Regs.ETPS.bit.SOCAPRD = 1; // Generate pulse on 1st event EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA = 0; // Set compare A value EPwm1Regs.TBPRD = 7500; // Set period for ePWM1 EPwm1Regs.TBCTL.bit.CTRMODE = 0; // count up and start EPwm1Regs.TBCTL.all = 0; //************************** PWM1 - SOC de ADC *************************** EPwm1Regs.CMPB = 0; // Compare B = 200 TBCLK counts EPwm1Regs.TBCTR = 0; // clear TB counter EPwm1Regs.TBCTL.bit.CTRMODE = TB_COUNT_UP; EPwm1Regs.TBCTL.bit.PHSEN = TB_DISABLE; // Phase loading disabled EPwm1Regs.TBCTL.bit.PRDLD = TB_SHADOW; EPwm1Regs.TBCTL.bit.SYNCOSEL = TB_SYNC_DISABLE; EPwm1Regs.TBCTL.bit.HSPCLKDIV = TB_DIV1; // TBCLK = SYSCLK EPwm1Regs.TBCTL.bit.CLKDIV = TB_DIV1; EPwm1Regs.CMPCTL.bit.SHDWAMODE = CC_SHADOW; EPwm1Regs.CMPCTL.bit.SHDWBMODE = CC_SHADOW; EPwm1Regs.CMPCTL.bit.LOADAMODE = CC_CTR_ZERO; // load on CTR = Zero EPwm1Regs.CMPCTL.bit.LOADBMODE = CC_CTR_ZERO; // load on CTR = Zero EPwm1Regs.AQCTLA.bit.ZRO = AQ_SET; EPwm1Regs.AQCTLA.bit.CAU = AQ_CLEAR;

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EPwm1Regs.AQCTLB.bit.ZRO = AQ_SET; EPwm1Regs.AQCTLB.bit.CBU = AQ_CLEAR; //************************** PWM2 - PWM-PFC ****************************** DELAY_US(4); // wait for delay between ADC interrupt and set pwm2 duty cycle EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA = 0; // Set compare A value EPwm2Regs.TBPRD = 7500; // Set period for ePWM2 EPwm2Regs.TBCTL.bit.CTRMODE = 0; // count up and start EPwm2Regs.TBCTL.all = 0x0000; EPwm2Regs.CMPB = 0; // Compare B = 0.2*TBPRD EPwm2Regs.TBCTR = 0; // clear TB counter EPwm2Regs.TBCTL.bit.CTRMODE = TB_COUNT_UP; EPwm2Regs.TBCTL.bit.PHSEN = TB_DISABLE; // Phase loading disabled EPwm2Regs.TBCTL.bit.PRDLD = TB_SHADOW; EPwm2Regs.TBCTL.bit.SYNCOSEL = TB_SYNC_DISABLE; EPwm2Regs.TBCTL.bit.HSPCLKDIV = TB_DIV1; // TBCLK = SYSCLK EPwm2Regs.TBCTL.bit.CLKDIV = TB_DIV1; EPwm2Regs.CMPCTL.bit.SHDWAMODE = CC_SHADOW; EPwm2Regs.CMPCTL.bit.SHDWBMODE = CC_SHADOW; EPwm2Regs.CMPCTL.bit.LOADAMODE = CC_CTR_ZERO; // load on CTR = Zero EPwm2Regs.CMPCTL.bit.LOADBMODE = CC_CTR_ZERO; // load on CTR = Zero EPwm2Regs.AQCTLA.bit.ZRO = AQ_SET; EPwm2Regs.AQCTLA.bit.CAU = AQ_CLEAR; EPwm2Regs.AQCTLB.bit.ZRO = AQ_SET; EPwm2Regs.AQCTLB.bit.CBU = AQ_CLEAR; // limpia las señales de habilitacion GpioDataRegs.GPBCLEAR.all = 0xFFFFFFFF; //************************** PWM3 - PWM-boost **************************** EPwm3Regs.CMPA.half.CMPA = 0; // Set compare A value EPwm3Regs.TBPRD = 7500; // Set period for ePWM2 EPwm3Regs.TBCTL.bit.CTRMODE = 0; // count up and start EPwm3Regs.TBCTL.all = 0x0000; EPwm3Regs.CMPB = 0; // Compare B = 0.2*TBPRD EPwm3Regs.TBCTR = 0; // clear TB counter EPwm3Regs.TBCTL.bit.CTRMODE = TB_COUNT_UP; EPwm3Regs.TBCTL.bit.PHSEN = TB_DISABLE; // Phase loading disabled EPwm3Regs.TBCTL.bit.PRDLD = TB_SHADOW; EPwm3Regs.TBCTL.bit.SYNCOSEL = TB_SYNC_DISABLE; EPwm3Regs.TBCTL.bit.HSPCLKDIV = TB_DIV1; // TBCLK = SYSCLK EPwm3Regs.TBCTL.bit.CLKDIV = TB_DIV1; EPwm3Regs.CMPCTL.bit.SHDWAMODE = CC_SHADOW; EPwm3Regs.CMPCTL.bit.SHDWBMODE = CC_SHADOW; EPwm3Regs.CMPCTL.bit.LOADAMODE = CC_CTR_ZERO; // load on CTR = Zero EPwm3Regs.CMPCTL.bit.LOADBMODE = CC_CTR_ZERO; // load on CTR = Zero EPwm3Regs.AQCTLA.bit.ZRO = AQ_SET; EPwm3Regs.AQCTLA.bit.CAU = AQ_CLEAR; EPwm3Regs.AQCTLB.bit.ZRO = AQ_SET; EPwm3Regs.AQCTLB.bit.CBU = AQ_CLEAR; // limpia las señales de habilitacion GpioDataRegs.GPBCLEAR.all = 0xFFFFFFFF; //************************************************************************ // Wait for ADC interrupt for(;;){ } } void Config_GPIO(void){ // GPIO DE PWM: EALLOW; // ePWM2A GpioCtrlRegs.GPAPUD.bit.GPIO2 = 0; GpioCtrlRegs.GPAMUX1.bit.GPIO2 = 1; GpioCtrlRegs.GPADIR.bit.GPIO2 = 1; // ePWM3A GpioCtrlRegs.GPAPUD.bit.GPIO4 = 0;

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GpioCtrlRegs.GPAMUX1.bit.GPIO4 = 1; GpioCtrlRegs.GPADIR.bit.GPIO4 = 1; // ePWM4A GpioCtrlRegs.GPAPUD.bit.GPIO6 = 0; GpioCtrlRegs.GPAMUX1.bit.GPIO6 = 1; GpioCtrlRegs.GPADIR.bit.GPIO6 = 1; // GPIO: GpioCtrlRegs.GPADIR.bit.GPIO15 = 1; //GPIO15 como salida GpioCtrlRegs.GPADIR.bit.GPIO30 = 0; //GPIO15 como entrada GpioCtrlRegs.GPAPUD.bit.GPIO30 = 0; // LED's GpioCtrlRegs.GPBDIR.bit.GPIO34 = 1; //GPIO15 como salida - LED 3 EDIS; } __interrupt void adc_isr(void){ EALLOW; //************ CONEXION ************ //Iin = ADCRESULT0; //A0 //Vrec = ADCRESULT1; //A1 //VoutPFC= ADCRESULT2; //A2 //IL = ADCRESULT3; //A3 //Vout = ADCRESULT4; //A4 if(PASO == 0){ //Esperar un tiempo para iniciar: n++; if(n >= 20000){ PASO = 1; n = 0; } }else if(PASO == 1){ // Inicia Controles

//***************** Control PFC ******************************************************* // **************************** Gv *************************************** Vin_rec_S = 0.0016*( AdcRegs.ADCRESULT1 >>4 ); // 0.0016x + 0.0167 - Vin Vo_pfc_S = 0.0018*( AdcRegs.ADCRESULT2 >>4 ); // 0.0018x - 0.0013 - Vo_pfc eV = Ref_Vo_pfc - Vo_pfc_S; //* PI tipo 2 - Gv : yV = yV_1 + bV0*eV + bV1*eV_1; eV_1 = eV; yV_1 = yV; //* Multiplicador: Mul = yV*Vin_rec_S; // **************************** Gi *************************************** Iin_S = 0.0019*(AdcRegs.ADCRESULT0 >>4) - 1.9667; // 0.0019x - 1.9667 - Iin ei = Mul - Iin_S; //* PI tipo 2 - Gi : yi = yi_1 + bi0*ei + bi1*ei_1; ei_1 = ei; yi_1 = yi; // Se establece ciclo util en los PWM 1, correspondientes al PFC: if(yi <= 1){ if(yi >= 0){ D_PWM_1 = 7500*yi; EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA = D_PWM_1; // modifica ciclo util }else{ EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA = 250; // modifica ciclo util } }else{ EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA = 7000; // modifica ciclo util } // *********************************************************************** //************************************************************************************* //***************** Control BOOST *****************************************************

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Io_S = 0.001385*(AdcRegs.ADCRESULT3 >>4) - 1.855499; //0.001385x - 1.855499 Vbat_S = 0.003955*(AdcRegs.ADCRESULT4 >>4) + 0.06; // 0.003955x + 0.06 if( Vbat_S>Ref_Vbat && on_ctrl_Vo==0){ ctrl_fn = 1; on_ctrl_Vo = 1; } if(ctrl_fn == 0){ // Control de corriente cte // **************************** Gi_io ************************************ eio = Ref_Io - Io_S; // *PI tipo 2 - GiL : yio = yio_1 + bio0*eio + bio1*eio_1; eio_1 = eio; yio_1 = yio; // Se establece ciclo util del PWM 2, correspondiente al BOOST: if(yio <= 1){ if(yio >= 0){ D_PWM_2 = 7500*yio; EPwm3Regs.CMPA.half.CMPA = D_PWM_2; // modifica ciclo util }else{ EPwm3Regs.CMPA.half.CMPA = 250; // modifica ciclo util } }else{ EPwm3Regs.CMPA.half.CMPA = 7000; // modifica ciclo util } // *********************************************************************** } else if(ctrl_fn == 1){ // Control de tension cte // **************************** Gv_Vo ************************************ eVo = Ref_Vbat - Vbat_S; // *PI tipo 2 - Gv : yVo = yVo_1 + bVo0*eVo + bVo1*eVo_1; eVo_1 = eVo; yVo_1 = yVo; // Se establece ciclo util en los PWM 1 y 2, correspondientes al PFC: if(yVo <= 1){ if(yVo >= 0){ D_PWM_2 = 7500*yVo; EPwm3Regs.CMPA.half.CMPA = D_PWM_2; // modifica ciclo util }else{ EPwm3Regs.CMPA.half.CMPA = 250; // modifica ciclo util } }else{ EPwm3Regs.CMPA.half.CMPA = 7000; // modifica ciclo util } // *********************************************************************** }

//************************************************************************************* } // Reinitialize for next ADC sequence AdcRegs.ADCTRL2.bit.RST_SEQ1 = 1; // Reset SEQ1 AdcRegs.ADCST.bit.INT_SEQ1_CLR = 1; // Clear INT SEQ1 bit PieCtrlRegs.PIEACK.all = PIEACK_GROUP1; // Acknowledge interrupt to PIE EDIS; return; }

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D. REPORTE DE DISEÑO DEL FILTRO PARA ACONDICIONAMIENTO

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E. DISEÑO DEL CIRCUITO IMPRESO

Para el diseño y elaboración del PCB del convertidor IBC se tuvieron en cuenta las recomendaciones más relevantes del estándar ANSI-IPC 2221 y de [40] las cuales se presentan a continuación:

Se requiere el diseño de un PCB mixto ya que el prototipo tiene circuitos digitales y de potencia.

Es necesario separar los planos de tierra para evitar interferencia electromagnética. Si es necesario unirlos, debe hacerse en un solo punto.

Para los circuitos multicapa los planos de polarización analógica o digital, deben estar sobre sus respectivas tierras y no traslaparse unos con otros para disminuir el ruido.

La separación mínima entre los componentes debe ser de 25 mil para los de tipo SMD (Surface mounting devices) y de 45 mil para los de tipo THD (Through Hole Devices).

La ubicación de las partes con conexiones en común deben estar lo más cerca posible en circuitos digitales. Las partes funcionalmente relacionadas se deben mantener cerca o agruparse por rango de frecuencias de operación.

Se deben orientar de forma perpendicular las bobinas y transformadores para así evitar influencias magnéticas en el circuito.

Para la elaboración de caminos, se deben evitar ángulos de 90° entre las pistas y evitar trayectorias superiores a 45°. Se debe procurar el paralelismo entre las pistas con el objetivo de evitar capacitancias parasitas que afecten el funcionamiento del dispositivo.

Para el ancho de las pistas es necesario tener en cuenta la corriente que pasará, la frecuencia de operación, temperatura máxima y grosor de la capa. Se tendrá en cuenta que 0,8 mm pueden soportar, dependiendo del espesor del trayecto, alrededor de 2 Amperios; 2mm unos 5 amperios y 4,5 mm unos 10 amperios.

Los puntos de soldadura deben aproximarse a círculos cuyo diámetro sea el doble del ancho del camino en el que termina.

Para los circuitos multicapa los planos de polarización analógica o digital, deben estar sobre sus respectivas tierras y no traslaparse unos con otros para disminuir el ruido.

Los conectores deben estar ubicados en los bordes del PCB.

Se recomienda el uso de capacitores de desacoplo los cuales ayudan a filtrar el ruido presente en las señales de alimentación de los circuitos integrados.

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Teniendo en cuenta las recomendaciones anteriores, se selecciona una tarjeta de doble capa con dispositivos de agujero. En la Figura E-1 se muestra el diseño de la PCB, donde los caminos de color azules son los de la capa inferior y los rojos son los de la capa superior.

Figura E-1. Circuito impreso del cargador prototipo.

Evaluacion del THDi debido a VE en...

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