Generador de Onda Senoidal y Distorsimetro

Generador de Onda Senoidal y distorsímetro, pg 1

Medidas Electrónicas II.

UTN, FRBB, Año 2006.

Generador de Onda Senoidal y distorsímetro

ALUMNOS: Antivero Mauro.Flores Diego.Galasso Christian.


Generador de onda senoidal y distorsímetro

Diagrama básico de un puente de Wien

Fig. 1: Oscilador puente de Wien clásico.

Sabemos que si R1 = R2 = R y C1 = C2 = C, la frecuencia de oscilación será:

f = 12RC

Luego de varias pruebas llegamos a la conclusión de que para variar la frecuencia es necesario utilizar un potenciómetro doble, (ya que la variación de frecuencia sería muy alineal si variamos una sola resistencia, notar que para llegar a una formula simplificada de la frecuencia supusimos iguales las resistencias; además variando una sola resistencia se produce un gran desequilibrio del puente el cuál termina por apagar la oscilación) que haría las veces de R3 y R4. También en serie con el potenciómetro vamos a colocar 1 resistencia para limitar el rango entre 2 valores resistivos y para que cuando el potenciómetro llegue al valor 0 de resistencia no se apague la oscilación; dicha resistencia luego de varias experiencias se llegó a la conclusión de que tendría que ser de aproximadamente 5 K .

• Ahora bien, el enunciado me exige una variación de 1 década por rango; esta variación tan grande de frecuencia de trabajo me trae problemas como:

− Partes del rango donde se apaga la oscilación.− Variaciones del valor pico de tensión de salida.

Soluciones:

Para que no se apague la oscilación decidimos compensar con un transistor FET (probamos compensar con lámpara pero era muy lenta y tardaba mucho en estabilizarse la frecuencia.)

Para mantener una tensión pico de salida más o menos estable se agregó en diodo zener en serie con la rama de rectificación que alimenta la compuerta del FET.

¿Cómo elegimos el valor de tensión de ruptura del zener?

Tenemos que buscar una tensión no muy alta para que el FET no me introduzca mucha distorsión.Ya que:


Fig. 2: Curva de salida del JFET.

Por lo cuál mirando la hoja de datos del JFET elegido (BF245 para nuestro caso) buscamos un valor de zener que me ubique la tensión VDs en la zona mas lineal.

Diseño final del oscilador

Fig. 3: Generador senoidal y atenuador activo.

Aquí se ven algunos elementos que paso a describir su finalidad:

PR2 = Multivuelta de ajuste. Se utiliza para ajustar la compensación del JFET.


PR4 = Se utiliza para reducir al mínimo la presencia del JFET ya que el mismo es fuente de distorsión armónica.

PR1 = Ídem PR4.

P1b, a = Potenciómetro doble.

PR5 a 8 = Son preset para darle un ajuste fino a los rangos de frecuencia.

PR9 = Está por si el potenciómetro doble es malo y tiene diferencia la resistencia de una pista con respecto a la otra.

D1 = Es un diodo rápido para poder producir la rectificación de la señal de salida y controlar así con la tensión de salida el JFET.

C1 = Es un capacitor que me limita la ganancia a alta frecuencia para que el circuito no oscile por elementos parásitos.

PR9 a 12 = Son los preset de ajuste de las resistencias del atenuador activo.

Rangos de frecuencia

Como descubrimos que a alta frecuencia la oscilación moría y recordemos que para la mayor frecuencia el pote doble está en su valor mínimo decidimos aumentar el tamaño de las resistencias asociadas (de 2,2 K a 4,7K ) y reducir los rangos de frecuencia quedando los siguientes rangos:

Rango1: C1 = C2 = 680 nF , 5 Hz a 50 Hz

Rango2: C1 = C2 = 68 nF , 50 Hz a 500 Hz

Rango3: C1 = C2 = 6,8 nF , 500 Hz a 5.000 Hz

Rango4: C1 = C2 = 680 pF, 5.000 Hz a 50.000 Hz

¿Por qué muere la oscilación en alta frecuencia?

El problema parece ser la caída de ganancia del operacional. Mirando la hoja de datos del operacional:(LM833 para nuestro caso)

Fig. 4: Curva de ganancia a lazo abierto y cambio de fase del LM 833.


La solución para llegar mas arriba en frecuencia es diseñar un amplificador que a lazo abierto tenga una mayor ganancia a altas frecuencias y un corrimiento de fase menor.

Atenuador activo

Como la salida de nuestro oscilador es 2,7 V pico, decidimos utilizar un atenuador activo para aprovechar un poco más la fuente de alimentación de +/- 15 V y tener una salida un poco mas respetable (+/- 10 V pico).Los rangos de atenuación son 3: 0 (db) a -10 (db); -10 db a -20 db y -20 db a -30 db.

Rango1: 10 V pico a 1 V pico Vin = 2,7 V

102,7

= 3,7 ; R9P2max3,7

= R6PR9 ;R6PR9 = 2,7 K

12,7

= 0,37 ; R90,37

= 1K0,37

= R6PR9 ;R6PR9= 2,7 K

R6 = 2,2 K

PR9 = 1K

Rango2: 1 V a 100 mV

R7 = 22K

PR10 = 10K

Rango3: 100mV a 10mV

R8 = 220K

PR11 = 100K


Circuito impreso del oscilador y atenuador activo.

Fig. 5: Pcb lado del cobre.

Fig. 6: Máscara de componentes.

Referencias:

R1 = 3,3 Kohms R2 = 1,2 Kohms R3 = 4,7 Kohms 1%

R4 = 4,7 Kohms 1% R5 = 1,2 Kohms R6 = 10 Kohms


R7 = 120 Kohms R8 = 1,2 Mohms R9 = 1 Kohm

R10 = 100 Kohms PR1= 2,2 Kohms PR2= 50 Kohms

PR3= 220 ohms PR4= 470 ohms PR5-8 = 1 Kohm

PR9= 100 ohms PR10= 4,7 Kohms PR11= 10 Kohms

PR12 = 100 Kohms P1= 50 Kohms lineal doble. P2= 10 Kohms

C1 = 47 pF C2 = 22 uF 16V C3 = 680 nF

C4 = 68 nF C5 = 6,8 nF C6 = 680 pF

C7 = 220 uF 16V C8 = 680 nF C9 = 68 nF

C10= 6,8 nF C11= 680 pF C12= 100 nF

C13= 220 uF 16V C14= 100 nF C15= 220 uF 16V

D1 = 1N5819 D2 = D3 = 1N4001 Q1 = BF245

IC1 = LM833 Vcc=Vee=15V (30Vpp)

S1= llave selectora 4 pos. doble.

S2= selectora 4 pos. simple.

Circuito rectificador de precisión, 10 Hz a 100 Khz.

Fig. 7: Rectificador de precisión.

Referencias:

+Vcc=15V, -Vee=-15V C1=0,22 uF Cerámico. IC1=LF353R1a=R1b=10K C2=10 uF 16V D1=D2=1N60 (Ge).R2a=R2b=10K C3=22 uF 25V D3=D4=1N4007R3=15K C4=100 nF D5=LED verde 5mm.R4=10K C5=100 nFR5=16K C6=22 uF 25VR6=5,6K C7=330 pFPR1=2K (ajuste a 347 ohms)(trimpot preferentemente).R8=R9=5,6K


Circuito impreso:

Referencias:1 +Vi2 GND3 +Vo4 GND5 -Vee6 GND7 +Vcc8 -Vee9 +Vcc

Fig. 8: Circuito impreso rectificador.

El error de medición se calcula como:

e % = V o−V i

V i

x100 = V o

V i

−1x100

Mediciones.

Para error < 2 %, amplitud mínima: 126 mV

Para error < 2 %, frecuencia máxima: 20,00 KHzVi [mV] Vo [mV] f [KHz] e%1048,5 1049 1 0,04771051,1 1052 10 0,08561052,5 1052 20 -0,04751060,5 1035 30 -2,40451060,5 1032 50 -2,68741060,5 1030 70 -2,87601060,5 1027 100 -3,15891060,5 1018 200 -4,00751060,5 989 500 -6,74211060,5 970 700 -8,5337

Vi [mV] Vo [mV] e%1014,9 1015 0,0099514,5 516 0,2915250,8 253 0,8772126 128 1,587351,4 54,3 5,642025,69 28,3 10,159612,22 14,7 20,2946


Fig. 9: Error en función de la amplitud de entrada.

Fig. 10: Error en función de la frecuencia.

Con amplitudes de entrada mayores a 1V, el error puede llegar al 100%. Vi < 1V para mantener la exactitud.


Circuito auto rango para el voltímetro AC.

Un rectificador de precisión basado en amplificador operacional, como el de la figura, mantiene su precisión hasta 1V de amplitud de entrada. Pero el amplificador de salida del generador maneja amplitudes de hasta 10V de pico, partiendo desde amplitudes cercanas al mV. Esto hace necesario que para medir ésta tensión, deba atenuar o no la señal según su amplitud, antes de aplicarla al rectificador. Es necesario un circuito auto rango.

Además un rectificador, al ser un dispositivo inherentemente alineal, no puede mantenerse calibrado en un amplio rango de tensiones de entrada. Usando el rectificador presentado anteriormente, deberé implementar el siguiente programa:

Debo detectar cuando la señal supera 1V, y en base a esto, desviar la señal por el atenuador correspondiente.

Fig. 11: Diagrama de flujo circuito auto rango.

Fig. 12: Esquema circuito auto rango.

Multiplexor análogo.

El bloque principal del circuito auto rango es éste dispositivo, que es una colección de compuertas de transmisión:

Los circuitos integrados CMOS disponibles son:CD4052: DP4T: 2 llaves 4 posiciones.CD4053: SPDT: 4 llaves 2 posiciones.CD4051: SP8T: 1 llave de 8 posiciones.

Los dispositivos son bidireccionales, por la naturaleza de los interruptores, por lo que sirven tanto para multiplexar como para demultiplexar.

Fig. 13: Bloque básico multiplexor.


Combinaciones estándar de alimentación.

Como el dispositivo no puede manejar +10Vp simétrico, debo modificar el esquema a:

Fig. 14: Esquema modificado circuito auto rango.

No requiriéndose sumador de salida.Adopto: Vss=0V ViH=+5V (tensiones de control).Vdd=+5V ViL=0VVee=-5V

Utilizaré el IC CD4052 /MC14052. La tabla de verdad para éste dispositivo:

Para los rangos a manejar, lo más sencillo de generar es una señal Q y su complemento /Q, y con éstas, seleccionar Y1 o Y2 a Y (salida).

La tabla de verdad del circuito de control será:

Vdd Vss Vee Tensiones control Rango señal[V] [V] [V] Alto/Bajo [V] Analógica+8 0 -8 +8/0 +8 a -8V: 16 Vpp+5 0 -12 +5/0 +5 a -12V: 17Vpp+5 0 0 +5/0 +5 a 0V: 5 Vpp+5 0 -5 +5/0 +5 a -5V: 10 Vpp

INH B A Int encendidos0 0 0 Y0, X00 0 1 Y1, X10 1 0 Y2, X20 1 1 Y3, X3

Vi Vo (comp) B A< 1V 0 0 1

>= 1V 1 1 0


Circuito de Control.

Fig. 15: Circuito que cumple la tabla de verdad de control.

Problema: la tensión de entrada al comparador no debe superar Vdd=5V. Tampoco debe ser menor a -0,5V, para evitar que la salida se enclave en un nivel.

Para ello agrego un atenuador de entrada, formado por R1, R2 y un rectificador de señal, D1. C1 y R9 permiten retener el valor pico de la señal.El incluir atenuación tiene la desventaja de tener que hacer la tensión de umbral en la entrada negativa del

comparador más baja.

Fig. 16: Modificación entrada circuito de control.

Circuito de control (preliminar).

Fig. 17: Circuito de control.


Circuito multiplexor.

El canal no atenuado (Fig. 8) debe tener limitación de amplitud, al aceptar el interruptor análogo Vdd de entrada como máximo.

Al activarse ésta limitación, no debe provocar una disminución de tensión a la entrada de losatenuadores.Adopto Rz similar a las Ri de las otras etapas.

Fig. 18: Protección entrada multiplexor.

Fig. 19: Circuito multiplexor, para cálculo.

El desarrollo hasta aquí expuesto ha omitido todos los cálculos eléctricos involucrados, que requieren conocimiento de los niveles de tensión y corriente de las lógicas LS TTL y HCMOS, además de los datos del comparador LM393. Para lograr brevedad, he caído en lo que siempre rechacé de muchos libros de electrónica.


Circuito completo (preliminar).

Fig. 20: Circuito sobre el que se realizan las mediciones posteriores.


Circuito impreso.

Referencias:1 +Vi2 GND3 -Vee4 GND5 +Vcc6 +Vo7 GND.

Fig. 21: Circuito impreso auto rango.

Referencias.

R1=5,6K R8=270 R13=220KR2=5,6K R9=56K R14=1,5KR3=560 R10=3,3K R15=12R4a=4,7K R11a=10K R4b=470 preset. R11b=8,2KR5=12K R11c=4,7K preset.R6=2,2K R12=2,2KR7=270C1=2,2 uF 25V C5=47 nFC2=47 nF C6=47 nFC3=47 nF C7=1000 uF 16VC4=47 nF C8=1000 uF 16VIC1=LM393 IC4=TL071 D1=1N60IC2=SN74LS04 IC5=7805 D2=D3=LED verde.IC3=CD4052 IC6=7905 D4 a D7=1N4007 D8=LED verde. DZ1=DZ2=3V3 1/2WProblema: en un entorno de 1V, ambos canales quedan parcialmente encendidos. Es necesaria una

histéresis en el comparador del circuito de control (comparador ventana). Una ventana adecuada serían 250 mV.

Fig. 22: Inserción del comparador ventana.


Circuito comparador ventana.

Fig. 23: Disparador Schmitt usando comparador ventana y elemento de memoria.

Con levantar el puente J9 el circuito queda interconectado. La zona de incertidumbre desaparece, y la señal entregada al rectificador de precisión es siempre una curva suave y no se encienden parcialmente los indicadores de ATx10 y ATx1.

Problema: inestabilidad de indicación en baja f (del orden de los 10 Hz), ya que el circuito es capaz de seguir las variaciones instantáneas de voltaje. La solución es incrementar el valor de C1.

Una buena estabilidad en 10 Hz se obtiene con C1=100 uF 16V, a expensa de una pérdida en la velocidad de respuesta.

Amplificador de salida (ver anexo 1).

Fig 24: Amplificador de salida.


Referencias:R1=R2= 22K 1% C1=C2= 47 uF 16VRif=Rf= 1K C3=C4= 220 uF 16VRb1=Rb2=Rb3=Rb4= 1K C5=C6= 100 nFRc1=Rc2= 330 ohms Re= 1,5K Q1=Q2=Q7= BC558Re3=Re4=1 ohm + 1 ohm Q3=Q5=Q8= BD135Rc5= 1K Q4= BD136Re5=33 ohms Q6= BC548RA= Preset 100 ohms. D1=D2= 1N4001PR1=PR3 = Preset 470 ohms. D3=D4= 1N5819 P1=220 ohmsS1=llave simple inversora.

Ajuste del circuito.

Para ambos ajustes, S1 debe estar cerrada (control de offset deshabilitado, Voffset=OV).Es recomendable que el ajuste de corriente de reposo se realice con la realimentación desconectada (Rf sin

conectar).Con ambas entradas a masa, conectar un amperímetro entre el colector de Q3 y Vcc2 (debería existir un

puente en el circuito impreso para ello), alimentar el circuito y ajustar con RA hasta obtener 50 mA de corriente de reposo.

Conectar la realimentación. Conectar un voltímetro entre +Vo y masa. Ajustar con PR1 hasta obtener un valor lo más cercano a 0V posible (se está ajustando el balance del par diferencial con ésto).

Si la tensión Vo queda a varios V por encima de cero, indica que existe alguna falla o error de conexión en el circuito.

Reparación / reemplazo de componentes.

Si se deben reemplazar Q1 o Q2, no olvidar volver a ajustar +Vo a OV con S1 cerrada, al cambiar el balance del diferencial con cada nuevo par de transistores.

Si se reemplaza Q3 o Q4, se debe volver a ajustar la corriente de reposo de salida. Seguir las instrucciones del apartado anterior para ello.

Fuente de alimentación

Fig. 25: Diagrama básico de fuente de alimentación regulada con LM 317 y 337.

El esquema de la fuente fue extraído de las hojas de datos de los reguladores.


Circuito impreso.




Distorsímetro

En base al filtro elimina banda puente de Wien, diseñamos el siguiente distorsímetro de frecuencia variable (utilizamos los mismos valores de capacidades y resistencias que para el oscilador).

Fig. 28: Esquema del distorsímetro.

A tener en cuenta:La medición de la distorsión debe tomarse en forma diferencial, ya que si no estaríamos

poniendo a masa una de las ramas del puente y la dejaríamos de esta manera sin efecto.Se le agregó un atenuador/amplificador, para poder apreciar mejor cuando la distorsión es muy baja o muy alta.Se calibró el circuito con el distorsímetro HP antes de realizar las mediciones.


Referencias:

R1 y R2 = son un potenciómetro de 10Kohms de cuyo punto medio tomo la medición (viene siendo el ajuste fino).R3 = R4 = 4,7 KohmsR5 a 8 = 470 KohmsR9 = 390 Kohms + preset de 100 K ohmsR10 = 39 Kohms + preset de 10 K ohmsR11 = 3,9 Kohms + preset de 1 K ohmsR12 = 390 ohms + preset de 100 ohmsR13 = R14 = 220 KomsC1 = C5 = 680 pFC2 = C6 = 6,8 nFC3 = C7 = 68 nFC4 = C8 = 680 nFC9 = C11 = 100 nFC10 = C12 = 1000 uFD1 = D2 = 1n4007PR1 a 4 = 1 KohmsIC = LM 833 (operacional doble)S1 = selectora doble de 4 posiciones.S2 = selectora simple de 4 posiciones.

Circuito impreso.



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