Informe ECG

UNIVERSIDAD INDUSTRIAL DE SANTANDER

ESCUELA DE INGENIERÍAS ELÉCTRICA, ELECTRÓNICA Y DE TELECOMUNICACIONES

Perfecta Combinación entre Energía e Intelecto

Diseño y Construcción de un Sistema Electrónico para Visualización de la Señal

Electrocardiográfica Andersson Nicolás Sánchez Gil 2102164, Julián Alexander Velandia Suárez 2100142

William Razvan Castro Jaluba. 15 de octubre de 2013.

Abstract—en este documento se presenta el diseño y construcción de un sistema de adquisición y acondicionamiento de señal electrocardiográfica, inicialmente se abordan aspectos teóricos de diseño, luego se procede al diseño en si teniendo en cuenta aspectos técnicos de importancia para el funcionamiento del dispositivo; con el fin de facilitar la construcción del circuito se realiza su simulación y el montaje para probar el circuito, finalmente se diseña y construye el circuito impreso.

Index Terms— Amplificador De Instrumentación, Análisis En El tiempo, Análisis En La Frecuencia, Amplificador Operacional, Circuito Impreso, ECG, Electrocardiograma, Electrodos, Filtros Activos, Filtros Butterworth, Señal Electrocardiográfica, Rechazo De Modo Común, Simulación.

I. INTRODUCCIÓN

OS sistemas electrónicos que tienen como objetivo el análisis de fenómenos físicos presentan etapas iniciales como lo son la adquisición de señal y su posterior acondicionamiento, realizadas mediante transductores y

diversos elementos de circuitos analógicos respectivamente. En el desarrollo del curso de dispositivos electrónicos, como proyecto final de la materia se trabajó en el diseño y construcción de un sistema de visualización de señal electrocardiográfica. En este documento se presenta un informe detallado de las diferentes etapas de diseño y construcción del mismo, así como las eventualidades surgidas durante este proceso, el cual es resultado de un arduo trabajo en equipo hecho mediante los recursos humanos del grupo utilizando los recursos tecnológicos que son provistos por la universidad.

L

II.OBJETIVOS

Diseñar el circuito de adquisición y acondicionamiento de una señal electrocardiográfica. Investigar los diversos aspectos de ingeniería involucrados en la adquisición y acondicionamiento de una señal

electrocardiográfica. Obtener la respuesta en frecuencia del circuito mediante simulación. Realizar el montaje del circuito y comparar los datos obtenidos de la simulación. Diseñar y construir el circuito impreso.

III. MARCO TEÓRICO

Sistemas de monitoreo biofísicosLos sistemas de adquisición de datos médicos del cuerpo humano presentan algunas consideraciones prácticas que se deben tomar en cuenta a la hora de realizar el diseño de los circuitos de medición. Uno de los aspectos que se deben tener en cuenta es la necesidad de realizar mediciones de pequeñas señales eléctricas en presencia de altas tensiones de modo común (respecto a la señal que se requiere medir) y la presencia de ruido. Las mediciones de señales eléctricas biofísicas incluyen señales de tipo eléctrico y mecánico para monitoreo, diagnóstico y fines científicos, tanto en ambientes clínicos, como no clínicos.

El ECG, consideraciones de diseñoLa acción del potencial creado por la contracción de las paredes del corazón produce corrientes desde el corazón que se propagan a través del cuerpo, estas corrientes que se propagan crean diferencias de potencial en distintos puntos del cuerpo que pueden ser medidas mediante electrodos puestos sobre la piel, utilizando entonces transductores de señales biológicas hechos de metales y distinto tipos de sales conductoras. Estas señales son tensiones de AC con un ancho de banda de 0.05[Hz] hasta 100[Hz], algunas veces hasta 1[KHz], generalmente tienen una amplitud aproximada de 100[µV] a 2[mV] pico a pico, en presencia de una gran cantidad de ruido.

1




El ruido está compuesto por interferencia de 60[Hz] (debida a las líneas comerciales de alimentación de AC), las componentes de alta frecuencia del ruido son debidas a interferencia en modo normal (señales que se mezclan con la señal del electrodo) y señales de modo común, (tensiones comunes a todas las señales de los electrodos).El modo común está compuesto por dos partes: la interferencia de 60[Hz] y la tensión de offset de los electrodos. Otras fuentes de ruido de altas frecuencias en el ancho de banda de las señales biofísicas se deben a movimiento de los electrodos, la contracción muscular, picos, la respiración, interferencia electromagnética, y ruido proveniente de otros artefactos electrónicos.Algunas componentes del ruido se pueden suprimir utilizando un amplificador que tenga una impedancia de entrada grande, la cual elimina el ruido común a las entradas, y amplifica las señales restantes. Para lograr un mayor rechazo de la señal de 60[Hz], un amplificador operacional se debe conectar como inversor, para invertir la señal de modo común y retornarla hacia la persona mediante otro electrodo (rechazar el modo común).En el caso particular del diseño del ECG, se deben tomar en cuenta los estándares que se utilizan tanto en diagnóstico como en monitoreo para este tipo de señales. El estándar que se utiliza para el caso de monitoreo, para el ancho de banda de -3[dB] es de 0.05[Hz] hasta 30[Hz], y para el caso de diagnóstico es 0.05[Hz] hasta 100[Hz] o más. La salida análoga debe estar acoplada en AC para eliminar la tensión de offset de los electrodos.Teniendo en cuenta las consideraciones hechas hasta el momento se plantea el diseño del ECG de la siguiente manera:1. Etapa de adquisición: compuesta por los electrodos, y sus respectivos cables2. Etapa de amplificación: en esta etapa se debe contar con un amplificador capaz de hacer que la señal se

amplifique hasta valores en los que se aproveche al máximo el rango de las tensiones de saturación disponibles para el amplificador.

3. Etapa de rechazo de modo común: esta etapa es la encargada de tomar la señal de modo común, invertirla y retornarla hacia la persona.

4. Etapa de filtrado: se debe fijar el rango de frecuencias en el que analizará la señal, en este caso se piensa trabajar con el estándar de frecuencias para diagnóstico (0.05[Hz] hasta 100[Hz] o más), además se debe incluir un filtro adicional que elimine los remanentes de la señal de 60[Hz] que no sean eliminados por el amplificador encargado del rechazo de modo común.

El rechazo de modo comúnEl rechazo de modo común, (en inglés common-mode rejection, CMR), es uno de los parámetros de desempeño más importantes para sistemas ECG. Los estándares internacionales fijados por organizaciones como la asociación para avance de la instrumentación médica (Association for the Advancement of Medical Instrumentation , AAMI), la comisión electrotécnica internacional ,(International Electrotechnical Commission ,IEC) y varias organizaciones médicas de distintos países especifican las diferentes pruebas que se deben seguir para la implementación de sistemas ECG.

Figura N°1. Representación de un sistema ECG. C2 y CT representan las capacitancias de acople a través de la piel, CC representa la capacitancia de acople de la fuente, CB la capacitancia de acople al sistema de protección y CCB representa las capacitancias de acople de las líneas de distribución eléctricas comerciales.

2




En un sistema ECG una gran cantidad de interferencia electromagnética (EMI) se acopla a través de la piel de la persona, esto se representa mediante capacitancias de acople, mediante los cables de los sensores del sistema debido a la fuente de alimentación y a los sistemas de protección del circuito; también se presenta interferencia debido a las fuentes de corriente alterna de las líneas de alimentación comerciales, las cuales se acoplan a los cables de los sensores.De acuerdo al lugar geográfico en el que se esté trabajando existen diferentes valores de frecuencia para los cuales existirá mayor EMI, las fuentes de alimentación típicamente son de 50[Hz] o 60[Hz], por ejemplo si se estuviera trabajando en Europa del este se debería tener en cuenta la frecuencia de 16 2/3 [Hz] utilizada en la alimentación de los trenes eléctricos, al igual que la frecuencia de 25[Hz] si se trabajara en Australia.

Figura N°2. CMR debido a disparidad entre componentes. El valor de R y C se pueden encontrar distribuidos a través de la señal de entrada con diferencias δR o δC en la entrada diferencial del sistema, esto se debe a la tolerancia inherente al proceso de fabricación de los dispositivos. La conversión de la señal de modo común a una señal diferencial es el resultado de la combinación de disparidades en las impedancias de los electrodos, impedancia en los cables (como parámetros distribuidos), y elementos de protección del circuito a la entrada diferencial del amplificador. Para simplificar el modelo se considera un sub-sistema ECG no aislado (la tierra de la fuente AC y la tierra del sistema están en corto), con un filtro RC en la trayectoria de la señal de entrada. Para una fuente de señal de AC, la tensión que aparecerá en el cuerpo de la persona será:

V P=ZG

ZG+ 1sC 2

V S

Donde ZG representa la impedancia vista desde el cuerpo de la persona a tierra, su valor es aproximadamente:

ZG≈[( 1sCT

)||(1+ sRCs2 C )]

La señal VP es la señal de modo común del sistema, si los valores de R y C se modelan perfectamente distribuidos en la señal diferencial, entonces el sistema tendrá un alto valor de CMR. Si se asumen variaciones en la distribución de R o de C, δR o δC, el CMR del sistema se puede calcular mediante:

CMR=20 Log( δRR

+δCC )+20 Log ( f

f c)

Donde fC es la frecuencia de corte del filtro RC. Si se utilizan componentes con 1% de precisión, el ancho de banda del filtro RC es de aproximadamente 6[kHz], entonces el sistema tendrá 74[dB] de CMR a 60[Hz]. Este es un

3




modelo bastante simplificado, en el ambiente real el filtro RC no es de primer orden, se deben incluir las impedancias de los electrodos y de los cables, lo cual origina filtros de tercer orden. Si se tiene en cuenta todo esto, el CMR aporta un gran porcentaje de energía adicional a la señal de entrada, aportando no menos de 60[dB] a 60[Hz]. Debido a que se piensa utilizar componentes con una tolerancia del 5% es de esperarse que el CMR aumente.Existen distintas maneras de mejorar el comportamiento del CMR, para este diseño se piensa usar la técnica de rechazo del modo común a través del cuerpo de la persona.

El Amplificador de InstrumentaciónUn amplificador de instrumentación es un dispositivo creado a partir de amplificadores operacionales. Está diseñado para tener una alta impedancia de entrada y un alto rechazo al modo común (CMRR). Se puede construir a base de componentes discretos o se puede encontrar encapsulado. La operación que realiza es la resta de sus dos entradas multiplicada por un factor. Su implementación es común en aparatos que trabajan con señales muy débiles, tales como equipos médicos para minimizar el error de medida.

Figura N°3. Esquema básico de un amplificador de instrumentación. La estructura de este amplificador está conformada por dos etapas, una en la que se adquieren las señales y otra en la que se suman las señales adquiridas.

La resistencia RGain, permite controlar la ganancia del amplificador de instrumentación, y cuando este se encuentra como encapsulado, esta resistencia se conecta externamente para que el usuario controle la ganancia. Debido a que el fabricante garantiza ciertos valores sobre algunos parámetros importantes para estos amplificadores, se prefiere el amplificador encapsulado al hecho con componentes discretos.

Filtros activos, Filtros ButterworthUn filtro es un circuito diseñado para dejar pasar una banda de frecuencias especificadas mientras atenúe todas las señales fuera de la banda. Los circuitos de filtros pueden ser pasivos, en los que los componentes son resistores, capacitores e inductores, y activos en los que se emplean transistores o amplificadores operacionales más resistores, capacitores e inductores. Los filtros activos presentan la ventaja que no toman energía de la señal en sus diferentes etapas, lo cual permite un hacer un tratamiento de la señal sin pérdidas e inclusive permiten que la señal tenga ganancia al pasar de una etapa a otra. En los filtros activos se evita el uso de inductancias debido a que estos elementos son voluminosos, costosos y pueden tener valores de resistencia altos.

Cuando se desea que la ganancia en las etapas de filtrado sea igual a 1, se utilizan los llamados filtros Butterworth, los cuales presentan diferentes configuraciones que cambian el orden de cada filtro. El orden de un filtro se determina a partir de la atenuación por década o por octava, entre mayor sea el orden del filtro mayor será la atenuación del mismo, en el caso que concierne al diseño del ECG, se utilizarán filtros de segundo orden, que presentan atenuación de -40[dB/década] o 12[dB/octava].

4

http://es.wikipedia.org/wiki/Resta

http://es.wikipedia.org/wiki/Circuito_integrado

http://es.wikipedia.org/wiki/Rechazo_al_modo_com%C3%BAn

http://es.wikipedia.org/wiki/Impedancia

http://es.wikipedia.org/wiki/Amplificador_operacional

http://commons.wikimedia.org/wiki/File:Opampinstrumentation.svg




Filtro pasa-bajas

Figura N°4. Respuesta en frecuencia de un filtro Butterworth pasa-bajas de segundo orden. Se puede observar que la frecuencia de corte ωc se ubica 3[dB] por debajo del valor máximo de salida del filtro, en este caso la ganancia del filtro es igual a 1.

Filtro pasa-altas

Figura N°5. Respuesta en frecuencia de un filtro Butterworth pasa-altas de segundo orden. Se puede observar que la frecuencia de corte ωc se ubica 3[dB] por debajo del valor máximo de salida del filtro, en este caso la ganancia del filtro es igual a 1.

Filtro supresor de banda (NOTCH)

Figura N°6. Respuesta en frecuencia de un filtro Butterworth supresor de banda de segundo orden. También recibe la denominación de filtro de muesca, se busca atenuar una frecuencia específica, al tratar de hacer esto las frecuencias cercanas también sufren cierta atenuación en un intervalo denominado ancho de banda. Diseño del Circuito

5




IV. DISEÑO DEL CIRCUITO

Amplificadores operacionalesEs necesario pensar que tipo de amplificadores operacionales se implementarán en cada etapa que se necesiten, se requieren amplificadores que tengan alto rechazo de modo común, que operen en el ancho de banda del circuito, que tengan bajo ruido y corrientes de alimentación pequeña, se pensó inicialmente en usar el OPA228 fabricado por Burr-Brown, pero presentaron altos niveles de ruido la realizar las pruebas.

Imagen N°1. OPA228 conectado como seguidor de tensión. La señal de salida (ch.2) se encuentra distorsionada respecto a la señal de entrada (ch.1), debido a esto se descartó la implementación de estos amplificadores operacionales.

Se optó entonces por implementar los amplificadores OPA227, que se encuentran en la misma hoja de datos del OPA228, pero no presentan el problema del ruido, las principales características suministradas por el fabricante son:o Low Noise: 3[nV/√Hz]o Wide Bandwidth: 8[MHz], 2.3[V/µs]o Settling Time: 5[µs] (significant improvement over OP-27)o High CMRR: 138[dB]o High Open-Loop Gain: 160[dB]o Low Input Bias Current: 10[nA] máx.o Low Offset Voltage: 75[µV] máx.o Wide Supply Range: ±2.5[V] to ±18[V]o Single, Dual, and Quad Versions.

Estos amplificadores serán necesarios para la fuente de alimentación, los filtros y el rechazo de modo común, las simulaciones se realizan con el modelo del OPA228, suministrado por Texas Instruments, los amplificadores presentan características bastante similares por lo cual se acepta el uso de este modelo. El encapsulado de estos amplificadores permite su ubicación en el circuito de manera superficial y de manera tradicional, ya que no se cuenta con mucha experiencia en el manejo de circuitos con componentes superficiales se opta por el montaje tradicional, lo que además permite realizar el montaje preliminar del circuito en protoboard.

Fuente de alimentaciónLa fuente de alimentación debe ser dual, ya que la señal de entrada es una señal de AC, ya que unos de los parámetros de diseño del circuito es que este debe ser alimentado por baterías, se contemplan diferentes opciones para realizar la fuente de alimentación. Se pensó en hacer un divisor de tensión con dos resistencias y tomar como referencia el nodo común entre ambas, esto sin carga funcionaría, pero al conectar la carga se presentaría una caída de potencial debida a la impedancia de carga, la solución se obtuvo mediante la implementación de un diodo zener en serie con una resistencia de polarización. Para evitar que la corriente de polarización del diodo fuera insuficiente

6




al conectar la carga y mantener la tensión constante, se implementó un amplificador operacional conectado como seguidor al punto que se tomaría como referencia.

V 16 V d c

R 1

1 k

D 11 N 4 6 8 3

1

2+ +

-

O P A 2 2 8U 1

0

V

V

Figura N°7. Simulación de la fuente de alimentación. En este caso se realiza la simulación con una fuente de alimentación de 6[V], el diodo zener es de 3.1 [V] y se escoge un valor para la resistencia para que exista la corriente necesaria para la polarización del diodo, se toma como referencia la salida del seguidor de tensión.

Time

0.50s 0.55s 0.60s 0.65s 0.70s 0.75s 0.80s 0.85s 0.90s 0.95s 1.00sV(U1:+V) V(D1:A)

-4.0V

-2.0V

0V

2.0V

4.0V

Figura N°8. Fuente de alimentación dual. Al realizar el análisis en el dominio del tiempo se puede observar que aparecen diferencias de potencial con signo contrario respecto a la referencia, el rango de operación de la fuente dual se encuentra limitado por el valor de la fuente principal.

Ya que para el diseño se alimentará con una batería de 9[V], se implementó un diodo zener de 4.1[V] en serie con una resistencia de 500[Ω], de tal manera que existe la corriente necesaria para la polarización del diodo 10[mA], la fuente de alimentación quedó establecida para operar de -4.1[V] hasta 4.9[V].

Etapa de amplificaciónSe requiere un amplificador que tenga una baja tensión de offset, corrientes de entrada de orden muy pequeño, alta ganancia, que opere en un rango de tensión acorde con la alimentación (9[V]), que sea de bajo consumo de corriente y que tenga un alto rechazo de modo común. Basados en estas condiciones se escogió el circuito integrado INA 128, fabricado por Burr-Brown, las características ofrecidas por el fabricante se muestran a continuación:o Low offset voltage: 50[µv] (máx).o Low drift: 0.5[µv/°c] (máx).o Low input bias current: 5[nA] (máx).o High CMR: 120[dB] (mín)o Inputs protected to: ±40[V]o Wide supply range: ±2.25[V] to ±18[V]o Low quiescent current: 700[µA]o 8-pin plastic dip, so-8

7




De acuerdo a lo que se conoce de la etapa de adquisición la señal de entrada tendrá un rango de 100[µV] a 2[mV], y debido a que la tensión de alimentación del amplificador opera entre -4.1 [Vpp] y 4.9[Vpp] es necesario tener en cuenta estos valores de tensión, ya que será para los cuales se sature el amplificador. Teniendo en cuenta lo anterior se procede a calcular el valor de RG tomando como máximo valor posible de saturación 4.1[V]:

Figura N°9. Diagrama de bloques del amplificador de instrumentación INA128. Este amplificador se basa en la configuración de 3 amplificadores operacionales, cuenta con protección por sobrecarga en sus entradas y la ganancia se ajusta mediante un valor apropiado de la resistencia RG.

G=1+50 [k Ω]RG

V IN+ −V IN

− =100[ μV ]→100∗10−6 G≤4 . 1

G≤41000→RG=1. 22[Ω]V IN

+ −V IN− =2[mV ]→2∗10−3 G≤4 .1

G≤2050→RG=24 [Ω]Para el caso en que la señal de entrada es de 100[µVpp], se toma el valor mínimo permitido para RG (5[Ω], tomado de la hoja de datos), lo cual garantiza que la señal se amplifique aproximadamente a 1[V pp], si se toma RG=10[Ω] la señal de salida será de 500[mVpp], lo cual se puede considerar como un valor aceptable. En la práctica los valores de entrada de la señal electrocardiográfica varían, de una persona a otra, por lo que es necesario implementar una resistencia variable en serie con el RG de tal manera que se pueda controlar el valor de la salida de acuerdo a la intensidad de la señal de entrada.

Etapa de rechazo de modo comúnLa función del amplificador de rechazo de modo común es fijar un modo común para las corrientes de polarización y las corrientes de entrada, además de reducir el ruido de modo común en las entradas del amplificador de instrumentación. El amplificador de modo común se configura como un integrador que invierte su señal de entrada al mismo potencial aplicado en la entrada no inversora. Al hacerlo, el amplificador de modo común asegura que el valor de la tensión promedio en las entradas, (tensión de modo común), permanece fijo. Este amplificador se polariza de manera correcta cuando su entrada no inversora se polariza a una tensión de (VREF/2), para lograr estos se conecta su entrada a un punto medio virtual entre las dos entradas del amplificador de instrumentación; para este caso, el punto medio de las entradas se fija a través de dos resistencias conectadas en serie, de valor grande (comparado con la resistencia de ganancia del amplificador de instrumentación RG), que forman un paralelo con RG, de tal forma que el efecto de los resistores RG1 sobre la ganancia es despreciable.. Debido a que el amplificador de rechazo de modo común es un integrador, la constante del circuito se encuentra dada por los valores de RR1 y CR1, esta combinación asegura que el camino dominante para la realimentación se hace a

8




través del mismo, haciendo el sistema estable. Sin esta combinación, el camino de realimentación se hace en dirección del amplificador de instrumentación, haciendo el sistema inestable.

Figura N°10. Amplificador de rechazo de modo común. Se puede observar que el ruido que se suma a la señal diferencial, aparece en el divisor de tensión formado por los resistores RG1, de tal forma que el amplificador de modo común lo amplifica, lo filtra y lo invierte para volverlo a sumar a la entrada.

Se procede entonces a diseñar la etapa de rechazo de modo común, con base en una configuración que fue encontrada repetidas veces en distintos ejemplos de diseño de sistemas ECG:

R 4

1 0 kR 5

1 m e g

0

+ +

-

O P A 2 2 8U 2

0

0

V 84 . 1 V d c

V 94 . 9 V d c

C 1

1 0 0 n

V 1 01 E -60 V d c

0

Figura N°11. Simulación en el dominio de la frecuencia. La fuente de tensión se fija del orden de un orden pequeño ya que se está usando la ganancia en lazo abierto del amplificador, el amplificador se encuentra polarizado con los valores de la fuente de alimentación del circuito.

Según el análisis en frecuencia el amplificador de rechazo de modo común se comporta como un filtro pasa-bajas, con una frecuencia de corte de 257[Hz], lo cual es aceptable, ya que las frecuencias de ruido que se quieren atenuar presentan valores de frecuencias pequeños (por ejemplo la de 60[Hz]), la ganancia de este circuito es muy grande, aprovecha la ganancia que puede dar el amplificador, cosa que es necesaria ya que según la hoja de datos del INA128 a una ganancia de G=1000 se tiene un CMR de 120[dB], lo que indica que se tienen tensiones de entrada del orden de 1[µV] y se requiere de una alta ganancia para equiparar esta tensión a la tensión de ruido que se quiere atenuar.

9




Frequency

10mHz 30mHz 100mHz 300mHz 1.0Hz 3.0Hz 10Hz 30Hz 100Hz 300Hz 1.0KHz 3.0KHz 10KHzV(R4:2) MAX(M(V(R4:2)))*(sqrt(2)/2)

0V

50mV

100mV

150mV

Figura N°12. Análisis en el dominio de la frecuencia. Se obtiene un filtro pasa-bajas con una frecuencia de corte de 257[Hz], la ganancia para este caso es bastante alta (220[dB] aprox.) debido a que se está usando la ganancia enlazo abierto del amplificador.

Etapa de filtradoCon ayuda del programa FilterPro de Texas Instruments se diseñaron las distintas etapas de filtrado del circuito. Es importante tener en cuenta que los valores comerciales para capacitores cerámicos de tipo lenteja van desde algunos picofaradios hasta 0.1[µF], se utilizan estos capacitores debido a que el espacio que ocupan es bastante reducido respecto a otros tipos de capacitores, la simulación se realiza aproximando los valores calculados por el FilterPro a valores comerciales de resistencias, que serán las implementadas en el montaje del circuito.

Debido a que la frecuencia de corte del amplificador de rechazo de modo común es de 257[Hz], se busca que para el filtro pasa bajas atenúe las señales con frecuencias mayores a esta.

R 2 5

2 2 k

R 3 2

4 7 k

C 1 74 0 n

+ +

-

O P A 2 2 8

U 1 2

V d d 1 04 . 9 V d c

V s s 1 14 . 1 V d c R 2 7

4 7 k

C 2 0

1 0 n

0

0

0

0

V 11 V a c0 V d c

0

V

Figura N°13. Filtro pasa-bajas. El filtro de encuentra polarizado con la respectiva tensión de polarización de todo el circuito, los valores de resistencia del montaje en físico tienen una tolerancia del 5%, por lo que se espera que el comportamiento del filtro varíe ligeramente.

10




Frequency

100mHz 300mHz 1.0Hz 3.0Hz 10Hz 30Hz 100Hz 300Hz 1.0KHzV(U12:OUT) sqrt(2)/2

0

0.5

1.0

Figura N°14. Análisis en frecuencia del filtro pasa-bajas. El valor de la frecuencia de corte se halla mediante un cursor ubicado sobre la intersección entre -3[dB] el valor máximo de salida y la salida misma, la frecuencia de corte es de 246[Hz]

El diseño del filtro pasa altas presenta el inconveniente que requiere valores de capacitancia y de resistencia muy altos para lograr la frecuencia deseada (0.05[Hz]), al final se optó por dejar la frecuencia de corte en un valor un poco más grande para facilitar la adquisición de los elementos del circuito.

R 3 35 . 6 M E G

C 1 8

1 0 0 n

V s s 1 0

4 . 9 V d c

C 1 9

2 0 0 n

V d d 84 . 1 V d c

++

-

O P A 2 2 8U 1 4

R 3 1

2 2 . 5 m e g

C 1 4

1 0 0 n

00

0

0

V 11 V a c0 V d c

0

V

Figura N°15. Filtro pasa-altas. Este filtro presenta valores de capacitancia y resistencia elevados debido a que la frecuencia de corte tiene un valor muy pequeño, la entrada de este filtro se encuentra conectada a la salida del filtro pasa-bajas, de tal manera que se limita el ancho de banda del circuito con estos dos filtros conectados en serie.

11




Frequency

1.0mHz 3.0mHz 10mHz 30mHz 100mHz 300mHz 1.0Hz 3.0Hz 10Hz 30Hz 100HzV(U14:OUT) sqrt(2)/2

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

1.2

Figura N°16. Respuesta en frecuencia del filtro pasa-altas. La frecuencia de corte se determina de la misma forma que para el filtro pasa-bajas, le intersección de las dos líneas está cerca de 0.01[Hz], este valor se considera aceptable si se tiene en cuenta que la frecuencia original a que se deseaba diseñar el circuito era de 0.05[Hz]. El amplificador supresor de banda se diseña para que el ancho de banda quede centrado en 60[Hz], y con un ancho de 10[Hz].

R 2 8

3 2 0 k

R 3 5

1 0 k

R 2 92 . 2 1 k

V s s 9

4 . 9 V d c

R 2 6

1 6 0 k

C 1 6

1 0 0 n

C 1 5

1 0 0 n

R 3 0

1 0 k++

-

O P A 2 2 8U 1 5

V d d 1 14 . 1 V d c

V s s 8

4 . 9 V d c

++

-

O P A 2 2 8U 1 3

V d d 94 . 1 V d c

R 3 4

1 0 k

0

0

0

0

0

0

0

V 11 V a c0 V d c

0

V

Figura N°17. Filtro NOTCH. Se encuentra compuesto por dos etapas, la primera etapa es un filtro pasa-banda, cuya respuesta se suma con la entrada, atenuando las frecuencias que se aceptaban en la primera etapa, la entrada de este filtro se encuentra conectada a la salida del filtro pasa-altas. En la implementación física fue necesario dejar la resistencia R29=2.21[kΩ], como una resistencia en serie con un reóstato para poder centrar la frecuencia de atenuación.

12




Frequency

10mHz 30mHz 100mHz 300mHz 1.0Hz 3.0Hz 10Hz 30Hz 100Hz 300Hz 1.0KHzV(U13:OUT) sqrt(2)/2

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

Figura N°18. Respuesta en frecuencia del filtro NOTCH. Según la simulación, la atenuación a 60[Hz] es completa, en el montaje real el valor que esta componente de frecuencia aporte a la señal debería ser muy pequeño respecto a la señal en sí

V. SIMULACIÓN DEL CIRCUITO, RESPUESTA EN FRECUENCIA

Modelo de la impedancia de entrada.El cuerpo humano se modela como un conductor que une el brazo derecho con el brazo izquierdo, y la pierna derecha, permitiendo una trayectoria cerrada para la señal que retorna a través del amplificador de rechazo de modo común. Los electrodos, típicamente construidos con Ag o Ag-Cl se modelan como una impedancia compuesta por una resistencia en paralelo con una capacitancia, también se puede incluir una pequeña fuente de tensión en los electrodos, la cual se debe a condiciones externas; idealmente su valor es de 0[V], de tal manera que no se tendrá en consideración.

Figura N°19. Amplificador de rechazo de modo común. Se puede observar que el ruido que se suma a la señal diferencial, aparece en el divisor de tensión formado por los resistores RG1, de tal forma que el amplificador de modo común lo amplifica, lo filtra y lo invierte para volverlo a sumar a la entrada.

13




La fuente de señalEs necesario construir una fuente de señal de entrada para el ECG, de tal forma que sea posible determinar el comportamiento del circuito en el dominio del tiempo, la fuente se construye utilizando la fuente VPLW_RE_FOREVER de PSpice, la cual genera una señal periódica a partir de un conjunto de pares de puntos, en la tabla se muestran sus valores.

Tiempo[s] Tensión[V]0 0

0.008 0.0000150.016 0.000040.024 0.0000550.032 0.000070.04 0.0000750.048 0.000070.056 0.0000550.064 0.000040.072 0.0000250.08 0.000010.088 00.096 00.104 00.112 00.12 00.128 00.136 00.144 00.152 00.16 00.17 -0.0000150.18 -0.000030.19 -0.0000450.215 0.000750.23 -0.000150.245 00.385 00.403 0.0000150.421 0.000050.439 0.000080.457 0.0000950.475 0.00010.493 0.0000950.511 0.000080.529 0.000050.547 0.0000150.565 00.605 00.615 0.00000750.625 0.00000150.635 0.00000750.645 00.725 0

Tabla N°1. Valores para la señal de entrada para la simulación. Los valores de entrada se ubican como pares de puntos, que representan una señal cuya tensión varía en el tiempo, debido al tipo de fuente escogida este valor presenta un periodo que es igual al último tiempo de entrada.

14




Time

0s 0.1s 0.2s 0.3s 0.4s 0.5s 0.6s 0.7s 0.8s 0.9s 1.0sV(V2:+)

-200uV

0V

200uV

400uV

600uV

800uV

Figura N°20. Señal electrocardiográfica para la simulación. Los valores de tensión de entrada son muy pequeños con el fin de mostrar la ganancia del amplificador de instrumentación, la señal está pensada para que sus componentes de la serie de Fourier queden en el ancho de banda del circuito, de tal forma que la señal debería pasar completamente.

Simulación en el tiempo

V 1 2

F R E Q = 6 0V A M P L = 1V O F F = 0

A C = 1

V+

V

V-

Rg

Rg

++

_

Ref

U 1 I N A 1 2 8

V 64 . 1 V d c

V 74 . 9 V d c

00

0

R 15 0 . 0 5

R 22 0 k

R 32 0 k

R 4

1 0 kR 5

1 m e g

0

+ +

-

O P A 2 2 8U 2

0

0

V 84 . 1 V d c

V 94 . 9 V d c

C 1

1 0 0 n

R 2 8

3 2 0 k

R 2 5

2 2 k

R 3 2

4 7 k

R 3 35 . 6 M E G

R 3 5

1 0 k

R 2 92 . 2 1 k

V s s 9

4 . 9 V d c

C 1 74 0 n

R 2 6

1 6 0 k

R 3 65 2 k

++

-

O P A 2 2 8U 1 2

R 3 7

5 2 k

C 1 6

1 0 0 n

R 3 8

5 2 k

C 2 14 7 n

V d d 1 04 . 9 V d c

C 2 2

4 7 n

C 1 5

1 0 0 n

C 2 3

4 7 n

C 1 8

1 0 0 n

V s s 1 0

4 . 9 V d c

V s s 1 1

4 . 1 V d c

R 2 7

4 7 kC 1 9

2 0 0 n

C 2 0

1 0 n

R 3 0

1 0 k++

-

O P A 2 2 8U 1 5

V d d 1 14 . 1 V d c

V s s 8

4 . 9 V d c

++

-

O P A 2 2 8U 1 3

V d d 84 . 1 V d c

++

-

O P A 2 2 8U 1 4

V d d 94 . 1 V d c

R 3 1

2 2 . 5 m e g

C 1 4

1 0 0 n

R 3 4

1 0 k

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

00

0

Figura N°21. Esquemático de la simulación en el dominio del tiempo. Las fuentes de señal electrocardiográfica se ponen en la entrada diferencial del INA128, se incluye una fuente de 60 [Hz] entre el nodo común de las dos fuentes y la salida del amplificador de rechazo de modo común, simulando ruido en el sistema.

15




Time

0s 0.2s 0.4s 0.6s 0.8s 1.0s 1.2s 1.4s 1.6s 1.8s 2.0sV(U13:OUT)

-0.5V

0V

0.5V

1.0V

1.5V

Figura N°22. Señal de salida en el dominio del tiempo. La señal conserva la misma morfología de la señal de entrada, se puede notar la presencia de ruido en la parte siguiente al pico más alto de tensión, esto se debe a la fuente de 60[Hz] que simula la presencia de ruido en el sistema. En el montaje real, el ruido en el circuito tiene más componentes de frecuencia, por lo que es probable que este tenga un mayor aporte a la señal de salida.

Respuesta en frecuencia

Frequency

1.0mHz 3.0mHz 10mHz 30mHz 100mHz 300mHz 1.0Hz 3.0Hz 10Hz 30Hz 100Hz 300Hz 1.0KHz 3.0KHz 10KHzV(R35:2) (sqrt(2)/2)* MAX(M(V(R35:2)))

0V

2mV

4mV

6mV

8mV

10mV

12mV

Figura N°23. Respuesta en frecuencia del circuito. El ancho de banda del circuito comprende el rango de frecuencias desde 0.1 [Hz] hasta 55[Hz] y desde 65[Hz] hasta 247[Hz]. Las frecuencias superiores a 65[Hz] sufren cierta atenuación, pero sus valores son mayores al valor de aceptación en las frecuencias de corte, por lo que se aceptan.

16




Rechazo de modo común

Rg

Rg

++

_

Ref

U 1 I N A 1 2 8

V 64 . 1 V d c

V 74 . 9 V d c

00

0

R 15 0 . 0 5

R 22 0 k

R 32 0 k

R 4

1 0 kR 5

1 m e g

0

+ +

-

O P A 2 2 8U 2

0

0

V 84 . 1 V d c

V 94 . 9 V d c

C 1

1 0 0 n

R 2 8

3 2 0 k

R 2 5

2 2 k

R 3 2

4 7 k

R 3 35 . 6 M E G

R 3 5

1 0 k

R 2 92 . 2 1 k

V s s 9

4 . 9 V d c

C 1 74 0 n

R 2 6

1 6 0 k

++

-

O P A 2 2 8U 1 2

C 1 6

1 0 0 n

V d d 1 04 . 9 V d c

C 1 5

1 0 0 n

C 1 8

1 0 0 n

V s s 1 0

4 . 9 V d c

V s s 1 1

4 . 1 V d c

R 2 7

4 7 kC 1 9

2 0 0 n

C 2 0

1 0 n

R 3 0

1 0 k++

-

O P A 2 2 8U 1 5

V d d 1 14 . 1 V d c

V s s 8

4 . 9 V d c

++

-

O P A 2 2 8U 1 3

V d d 84 . 1 V d c

++

-

O P A 2 2 8U 1 4

V d d 94 . 1 V d c

R 3 1

2 2 . 5 m e g

C 1 4

1 0 0 n

0

R 3 4

1 0 k

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

0

V 1 0

F R E Q = 6 0V A M P L = 1V O F F = 0

A C = 1

V

V

V

VV

Figura N°24. Análisis del rechazo de modo común. Se pone una fuente de 60[Hz] común a las dos entradas, de tal forma que idealmente la diferencia de potencial en la entrada del INA128 sea cero, luego se realiza un análisis en el dominio del tiempo en diferentes partes del circuito.

Time

0s 20ms 40ms 60ms 80ms 100ms 120ms 140ms 160ms 180ms 200ms 220ms 240ms 260msV(U1:1) V(U2:OUT)

-0.5V

0V

0.5V

1.0V

1.5V

Figura N°25. Señal de ruido. El ruido de entrada (verde) representa la fuente de 60[Hz] referida a tierra, la señal de salida del amplificador de rechazo de modo común (azul), se puede ver que ambas señales se encuentran desfasadas 180°, de tal forma que al sumarse de nuevo a la entrada se atenúa el ruido.

17




Time

0s 20ms 40ms 60ms 80ms 100ms 120ms 140ms 160ms 180ms 200ms 220ms 240ms 260msV(U1:1) V(U2:OUT) V(R2:1)

-2.0uV

-1.0uV

0V

1.0uV

2.0uV

Figura N°26. Señal de modo común en el amplificador de instrumentación. El orden de amplitud de la señal es de 1[µV], esta señal se mide en la resistencia de ganancia del INA128.

Time

0s 20ms 40ms 60ms 80ms 100ms 120ms 140ms 160ms 180ms 200ms 220ms 240ms 260msV(U1:1) V(U2:OUT) V(R2:1) V(U1:5)

-300uV

-250uV

-200uV

-150uV

Figura N°27. Señal de salida en el amplificador de instrumentación. Idealmente la salida debería ser cero, ya que la entrada del INA128 está conectada al mismo potencial, pero esto no sucede debido a la tolerancia de los circuitos internos del amplificador de instrumentación, esta inherente al proceso de fabricación.

Time

0s 20ms 40ms 60ms 80ms 100ms 120ms 140ms 160ms 180ms 200ms 220ms 240ms 260msV(U1:1) V(U2:OUT) V(R2:1) V(U1:5) V(U13:OUT)

-57.85mV

-57.80mV

-57.75mV

Figura N°27. Señal de salida en el amplificador de instrumentación. Idealmente la salida debería ser cero, ya que las entradas del amplificador se encuentran referidas al mismo potencial, pero debido a la fuente de AC que simula el ruido aparece una señal senoidal de aproximadamente 50[µV] de salida más una tensión DC de offset.

18




VI. MONTAJE DEL CIRCUITO

Imagen N°2. Montaje en protoboard del circuito. En la parte izquierda se observa el amplificador de instrumentación, luego está el amplificador de rechazo de modo común, implementado con uno de los amplificadores de un OPA4227, y finalmente la etapa de filtrado, está última etapa presenta la mayor densidad de componentes.

VII. PRUEBA DEL CIRCUITO

Imagen N°3. Etapa de adquisición y posición de los electrodos. La etapa de adquisición está compuesta por los electrodos y el cable de conexión, se utilizó cable de micrófono para este fin con la tierra conectada a su revestimiento para mejorar la calidad de la señal, el electrodo de la entrada + del INA128 se ubicó cercano al corazón, el rechazo de modo común es el electrodo de la zona inferior izquierda.

19




Imagen N°4. Prueba del circuito con fuente dual. La señal de salida se observa en el osciloscopio, esta tiene cierta similitud con la simulada, en la fuente de tensión se observa el consumo de corriente del circuito, aproximadamente 30[mA], este valor de consumo de corriente es aceptable si se tiene en cuenta que los fabricantes de baterías de 9[V] hacen baterías de 2000[mA-hora] a 2500[mA-hora].

Imagen N°5. Señal de salida del circuito. De acuerdo a los parámetros especificados para presentar el proyecto, la tensión de salida debe ser de aproximadamente 1[VPP], esta tensión depende de la intensidad de la señal de entrada, la cual cambia de una persona a otra, por lo que esta se fija mediante un reóstato conectado en serie con una resistencia RG, que determina la ganancia máxima del amplificador de instrumentación.

20




VIII.DISEÑO DEL CIRCUITO IMPRESO

Imagen N°6. Diseño del circuito impreso. El diseño del circuito impreso se realizó con Eagle, debido a que el tamaño del circuito es pequeño se dibujaron las pistas una por una, se optó por usar bases para los circuitos integrados ya que esto permite su reemplazo en caso de alguna posible avería.

Imagen N°7. Circuito impreso listo para termo transferencia. Se realizaron dos versiones del circuito impreso, inicialmente se usó papel termotransferible pero debido a que las versiones iniciales del impreso no fueron exitosas se cambió a papel propalcote, el cual es mucho más económico y de fácil consecución, la termo transferencia se realizó mediante una plancha eléctrica a temperatura media.

21




Imagen N°8. Versión de circuito impreso fallida. Al usar excesiva calor durante el proceso de termo transferencia se superó el punto de fusión de la baquelita, lo cual generó burbujas arruinando esta versión.

Imagen N°9. Versión final del circuito impreso. Esta versión del circuito impreso resultó exitosa, una temperatura apropiada es la clave para lograr una buena termo transferencia.

Imagen N°10. Fundición del circuito impreso. Las dos versiones del circuito se encuentran en una solución de ácido con el fin de retirar las porciones de cobre sobrantes, luego de esto se perforaron los agujeros de los componentes y se realizó el proceso de soldadura.

22




IX. PRUEBAS FINALES

Imagen N°11. Circuito impreso listo para ser probado. El puente con cable que se observa en la parte inferior es necesario para poder centrar la frecuencia del filtro NOTCH a 60[Hz], en este caso mediante un potenciómetro debido a que en el momento no se contaba con el reóstato del valor apropiado, esta frecuencia se debe centrar manualmente debido a la tolerancia en los valores de los componentes.

Imagen N°12. Prueba del circuito impreso con batería de 9[V]. Esta prueba se realiza con el fin de comprobar que la batería proporcione la corriente necesaria para el funcionamiento del circuito, además de observar la calidad la señal con este tipo de alimentación.

23




Imagen N°12. Señal obtenida alimentando con batería de 9[V]. La señal presenta menos ruido que al alimentar con la fuente dual del laboratorio, el ruido que se observa en la parte derecha de la señal es debido al dispositivo electrónico con el que se tomó la foto.

Figura N°28. Ejemplo de electrocardiograma de diagnóstico. La señal obtenida por el circuito es similar en a una obtenida de un electrocardiógrafo con filtros de mayor orden que abarcan circuitos más complejos que hasta os que acá se han estudiado, se podría decir que el dispositivo creado obtiene una buena señal.

24




X.CONCLUSIONES

La señal obtenida es bastante similar a la obtenida por un electrocardiograma con circuitos más avanzados, aunque apenas se utilizaron filtros de segundo orden, el resultado obtenido es bastante aceptable respecto a l que se esperaba.

Se debe tener especial cuidado en la etapa de adquisición para evitar la presencia de ruido en la señal, durante las pruebas se observó que loa electrodos deben permanecer mecánicamente en reposo, además se incluyó un tipo de cable especial para evitar interferencia en la señal.

El rechazo de modo común es muy útil para este tipo de sistemas, ya que permite la reducción del ruido de la señal al restar parte de este a la señal de entrada.

El análisis de frecuencia del circuito final se encuentra dentro de un rango aceptable para los parámetros de diseño que se consideraron al comienzo, parámetros de diagnóstico 0.05[Hz] hasta 100[Hz] o más, en este caso se tiene desde 0.1 [Hz] hasta 247[Hz].

La simulación para estos casos ahorra mucho tiempo ya que permite predecir el comportamiento del circuito según se varíen diversos parámetros de entrada o componentes del sistema.

El diseño y la fabricación del circuito impreso es una tarea que requiere bastante dedicación, esfuerzo y tiempo, a diferencia del montaje del circuito en protoboard, este no admite ningún posible error, la revisión minuciosa es muy importante en esta parte del diseño.

La planeación y el trabajo en grupo son factores de gran influencia en el desarrollo de este tipo de proyectos, una buena gestión de los recursos humano y tecnológicos disponibles

XI. PRESUPUESTO

REFERENCIAS

[1] Coughlin. Robert F., Driscoll Frederik F., “Amplificadores operacionales y Circuitos integrados Lineale”, Ed. Prentice Hall, 1993.

[2] Sedra Adel S., Smith Kenneth C., “ Circuitos Microelectrónicos” , Ed. Oxford University Press Inc, 1998.[3] Hann Mathew W., “TI Precision Designs: Verified DesignUltra Low Power,18 bit Precision ECG Data

AcquisitionSystem”, 2013, disponible en http://www.ti.com/solution/ecg_electrocardiogram[4] Texas Instruments,“TI Health Tech”, 2013 disponible en

http://www.ti.com/lsds/ti/apps/healthtech/fitness/overview.page[5] Acharya Venkatesh, “Improving Common-Mode Rejection Using the Right-Leg Drive Amplifier”, 2011,

disponible en http://www.ti.com/solution/ecg_electrocardiogram

25

http://www.ti.com/solution/ecg_electrocardiogram

http://www.ti.com/lsds/ti/apps/healthtech/fitness/overview.page

http://www.ti.com/solution/ecg_electrocardiogram

Informe ECG

Documents

Transcript of Informe ECG