ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL - Repositorio...

ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL

FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA

DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL EQUIPO

DE PRUEBAS DE AMPLIFICADORES A

TRANSISTOR (E.P.A.T.)

TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TÍTULO DE

INGENIERO EN ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES

LUIS ARMANDO GUEVARA ESPINOSA

ALEX VICENTE JARAMILLO ECHEVERRÍA

QUITO, FEBRERO 1998

AGRADECIMIENTO:\l Instituto Geofísico de la EPN

por su colaboración para el

desarrollo de este proyecto.

Al Ing. T arquirio Sánchez

por su acertada dirección.

DEDICATORIA:

A nuestros padres.

A las personas que inspiraron

la realización de este trabajo.

Certifico que este trabajo

ha sido realizado en su

totalidad por los Sres.

Luis A. Guevara E. y

Alex V. Jararnillo E.

Director de Tesis

Quito, Febrero de 1998

INTRODUCCIÓN

Un requisito previo a la obtención del título de Ingeniero es la elaboración de

una tesis y nos pareció interesante la creación de un equipo de prueba de amplificador de

transistores ya que para quienes nos iniciamos en el amplio campo de la electrónica

resultó frustrante el no disponer de herramientas didácticas que complementen el estudio

teórico.

El desarrollo del conocimiento científico en el área de la Electrónica básica se

torna fascinante cuando es posible percibir y demostrar en forma práctica los principios

que en ella rigen y más aún cuando son útiles en la vida diaria.

El objetivo de nuestro trabajo de investigación fue crear un instrumento

experimental con el que se pueda evaluar las características de los transistores y su

capacidad de respuesta dentro de un amplificador didáctico; el modelo propuesto

permite, que sobre la base de los parámetros de cada transistor, se reporten gráficamente

sus caracteres de entrada, transferencia y salida, además de la respuesta del transistor a

un circuito amplificado de tal manera que es posible determinar su forma correcta de uso.

El Equipo de Prueba de Amplificador a Transistor (EPAT) constituye una

herramienta útil para una sala de clase o un laboratorio de enseñanza de electrónica,

permite la comprensión inmediata de conceptos complejos como la relación entre la línea

de carga, punto de operación y formas de onda de un amplificador, así como la

presentación simultánea de estos aspectos y las características del transistor; el

reconocimiento instantáneo de fallas o defectos en un transistor y la fácil ilustración de

los orígenes y efectos de la distorsión.

Este informe final está estructurado en cuatro capítulos:

En el primero realizamos una descripción de las bases teóricas encontradas en la

bibliografía disponible, por tanto en él se anotan conceptos básicos del funcionamiento,

estructuras, circuitos fundamentales., equivalentes y especificaciones de los transistores de

efecto de campo y transistores bipolares de juntura.

En el capítulo segundo se describe el diseño teórico de cada una de las partes

constitutivas del equipo, basándonos en las consideraciones indicadas en el capítulo

primero. Se puntualiza el funcionamiento de las partes y diseña, por separado, cada uno

de los circuitos específicos destinados a obtener los resultados requeridos para proceder,

más adelante, a su unión dentro de un sistema más complejo. Es preciso anotar que la

mayoría de los circuitos estructurados en este capítulo no provienen de fuentes

bibliográficas sino de las experiencias prácticas en los laboratorios de electrónica, de

modo que muchos de ellos pueden no ser los más óptimos.

En lo que al capítulo tercero se refiere, hemos tratado de presentar algunos

aspectos de la construcción del EPAT, y algunas pruebas experimentales de su

funcionamiento.

Finalmente, el capítulo cuarto es fruto del análisis del equipo en lo que se refiere a

su funcionamiento, utilidad, límites y alcances. Las conclusiones y recomendaciones

indicadas son el reflejo de lo conseguido y abarcan los resultados y beneficios que

significan la realización de este trabajo para nosotros y para los futuros estudiantes que se

interesen en el tema.

Creemos que el modelo que presentamos se constituye en una propuesta de inicio

que; rescatando modelos elaborados anteriormente y con las innovaciones que se anotan,

significará un aporte al desarrollo de la electrónica en nuestro país.

11

ÍNDICE GENERAL

CAPITULO 1: FUNDAMENTOS TEÓRICOS

1.1 El Transistor Bipolar de Juntura 1

1.1.1 Generalidades 1

1.1.1. ¡Estructura 11.1.1.2Funcionamiento del Transistor 3

1.1.2 Configuraciones Circuitale,1: con TBJ 6

1.1.3 Curvas Características con TBJ 7

1.1.4 Polarización, Estabilidad Térmica y Regiones de Trabajo para el TBJ 9

1.1.4.1 Circuito de Autopolarización con Resistencia en el Emisor 101.1.4.2 Circuito de Polarización Total 121.1.4.3 Estabilidad Térmica del TBJ 15

1.1.5 Especificaciones Máximas del TBJ - 16

1.1.6 Circuito Equivalentes del TBJ para el análisis en AC 18

1.1.6.1 Circuito Equivalente Híbrido del TBJ 18

1.1.7 Recta de Carga para la Configuración Emisor Común 25

1.2 El Transistor de Efecto de Campo 31

1.2.1 Descripción General 31

1.2.2 Tipos de FET 32

1.2.3 Construcción y Operación del FET 32

1.2.4 Curvas Características en el JFET 34

1.2.4.1 Característica de Salida del JFET 341.2.4.2 Característica de Transferencia del JFET 35

1.2.5 Parámetros del IFET 38

1.2.6 Circuitos Equivalentes g™ y RDS 41

1.2.7 Polarización del JFET 41

1.2.8 Configuraciones de Amplificadores con JFET 43

i .2.9 Análisis de Pequeña Señal del JFET 45

DISEÑO DEL EQUIPO DE PRUEBAS DECAPÍTULO 2: AMPLIFICADORES A TRANSISTOR ÍEPAT).

2.1 Descripción General del Equipo 47

2.1.1 Características Técnica Fundamentales 51

2.1.2 Diagrama de Bloques del Equipo 52

2.2 Generador de Señal Interno 56

* 2.3 Circuito de Sincronismo y Temporización 61

2.3.1 Circuito de Sincronismo 63

2.3.2 Circuito de Temporización 65

2.4 Circuito de Barrido 66

2.5 Circuitos Específicos para el TBJ 77

2.5.1 Circuito para obtener la Característica de Salida 77&- 2.5.2 Circuito para obtener la Característica de Entrada 89

2.5.3 Circuito amplificador en Emisor Común con TBJ 90

2.5.4 Circuito de Multiplexación de Señales para el TBJ 93

2.5.4.1 Circuito de Conmutación de Señales a los terminales del transistor 932.5.4.2 Circuito de Conmutación de Señales a los canales del osciíoscopio 96

2.6 Circuitos Específicos para el TBJ 101

2.6.1 Circuito para obtener la Característica de Transferencia 101

_ 2.6.2 Circuito para obtener la Característica de Salida 104&

2.6.3 Circuito amplificador en Fuente Común con JFET 108

2.6.4 Circuito de Multiplexación de Señales para el JFET 111

2.6.4.1 Circuito Multiplexor: Señal de Compuerta, señal de Saliday Recta de Carga 111

2.6.4.2 Circuito Multiplexor de Señales a los terminales del JFET 1132.6.4.3 Circuito Multiplexor de Señales a los canales del Osciíoscopio 115

2.7 Circuito de Alimentación General 116

CAPITULO 3:CONTRUCCION Y PRUEBAS

EXPERIMENTALES CON EL EPAT

3.1 Diagramas Circuitales del Equipo y su Implementación 122

3.2 Pruebas Experimentales con el EPAT

3.2.1 Señales de Salida del EPAT

3.2.1.1 Señales de Excitación dei EPAT3.2.1.2 Seriales a los Canales del Osciloscopio de Rayos Catódicos

3.2.2 Estudio Comparativo de los resultados obtenidos por mediodel EPAT con otros equipos de medida

139

139

139142

151

CAPITULO 4: CONCLUSIONES Y COMENTARIOS 157

ANEXOS

ANEXO 1: Manual de Operaciones del EPAT A-l

ANEXO 2: Hojas de Datos de Fabricantes A-13

Señales de Voltaje a la Salida del EPATANEXO 3: para algunos transistores de prueba A-32

CAPTULO 1

FUNDAMENTOS TEÓRICOS

1.1 EL TRANSISTOR BIPOLAR DE JUNTURA(TBJ)

1.2 EL TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO(FET)

1.1 TRANSISTOR BIPOLAR DE JUNTURA (T.BJ)

1.1.1 GENERALIDADES

Durante el período 1904-1947 el tubo de vacío era indudablemente el dispositivo

electrónico de gran interés y desarrollo. En los años siguientes, la industria llegó a tener

importancia primaria y se realizaron rápidos avances en diseños, técnicas de fabricación,

aplicaciones en alta potencia y alta frecuencia., y miniaturización. Con lo cual, la

electrónica tenía que experimentar la llegada de un nuevo dispositivo de mayores ventajas

como es el transistor. Las ventajas de este dispositivo de estado sólido de tres terminales

con relación a los tubos de vacío son:

• Es de construcción sólida.

• Son más pequeños y livianos.

• No requieren calentamiento previo para su funcionamiento, razón por lo cual no

experimenta pérdidas debido a dicho calentamiento.

» Su funcionamiento es instantáneo.

• Opera con voltajes muy pequeños.

• Consume menos potencia.

• Su tiempo de vida útil es muy grande.

1.1.1.1 ESTRUCTURA

El transistor es un dispositivo que consta de tres terminales, a diferencia del diodo,

que tiene dos terminales. Este consiste en un material tipo p y uno de tipo n; el transistor

consiste en dos materiales de tipo n separados por un material tipo p (transistor npn) o en

dos materiales p separados por un material n (transistor pnp). En la figura 1.1 se incluye la

representación esquemática de un transistor.

Las tres capas o secciones diferentes se identifican como emisor, base y colector. El

emisor., capa de tamaño medio diseñada para emitir o inyectar electrones, está bastante

contaminado. La base, con una contaminación media, es una capa delgada diseñada para

pasar electrones. El colector, capa grande diseñada para colectar electrones, está poco

contaminado.

Base

TBJtipo NPN

Colector

Base

Emisor

TBJtipo PNP

-I)''!"''

- Colector

-Emisor

C

-B B

Fig. 1.1 El transistor bipolar

Características délas capas semiconductoras

BASE: Es la capa más delgada comparada con la capa del emisor y colector. El ancho de

la base es aproximadamente 150 veces más pequeño que el ancho total del transistor; esta

capa es pobremente dopada, la conductividad es baja, por lo tanto existe menor cantidad

de portadores de carga libre.

EMISOR: Es la capa de dimensión física mayor que la base, y la que se encuentra

mayormente dopada.

COLECTOR: Esta capa tiene dimensiones más grandes que las dos capas anteriores, y

está ligeramente menos dopada que el emisor. Su misión es recolectar los portadores

mayoritarios que salen del emisor. Por ser el de mayor área es donde se disipa mayor parte

de la potencia, es decir, evacúa el calor del TB J en funcionamiento.

1.1.1.2 FUNCIONAMIENTO BEL TRANSISTOR (NPN)

•Una explicación sencilla pero efectiva de la operación del transistor npn se lleva a

cabo utilizando la técnica de diagramas de barrera de potencial de la figura 1.2. Este

método ilustra la operación básica de un transistor. Cuando la unión base-emisor se

polariza en directo y la unión base-colector en inverso, los electrones que dejan el material

n del emisor sólo ven una barrera de potencial pequeña en la unión np. Como esta barrera

es pequeña, muchos de los electrones tiene la suficiente energía para llegar al tope de ella.

Una vez en el tope, los electrones se mueven fácilmente a través del material/? (base) a la

unión pn (base-colector). Cuando se acercan a esta unión, los electrones se encuentran

bajo la influencia de la fuente de tensión positiva y se mueven con mucha rapidez

conforme descienden en la barrera de potencial. Si se reduce la polarización en directo de

la unión base-emisor, aumenta la altura de la barrera de potencial. A los electrones que

dejan el emisor les será más difícil alcanzar el tope. Los electrones que lo alcanzan son

aquellos con mayor cantidad de energía, y son los que posteriormente alcanzarán el

colector.

E

i1V

a

.

31

j

(•

B

Ü!

:::

!í

V

I I

1

cB

rt c

Regióndesértica

+V

—Trayectoria dei electrones libres

distancia

Fig. 1.2 Diagrama potencial colina de un transistor.

3

El flujo de corriente en un transistor de unión también se puede entender analizando

el comportamiento de los portadores de carga y las regiones desérticas. Estas regiones se

indican en la figura 1.2. Nótese que como la unión base-emisor está polarizada en directo,

la región desértica es relativamente delgada. Lo inverso es correcto para la unión base-

colector. Un gran número de portadores mayoritarios (electrones) se difunden a través de

la unión base-emisor. Estos electrones entran a la región de base y tienen dos opciones.

Podrían dejar esta región a través de la conexión con las fuentes de alimentación o

continuar hacia la región de colector a través de la amplia región desértica de la unión

polarizada en inverso. Lo normal sería esperar que la mayor parte de esta corriente

regresará a la fuente, excepto por la siguientes observaciones. Como la región de base es

muy delgada, estos electrones necesitan viajar una distancia más corta para ser atraídos

por la fuente positiva del colector. Además, el material de la base posee una conductividad

baja, por lo que el trayecto hacia la terminal de la fuente presenta alta impedancia. En

realidad, una cantidad muy pequeña de los electrones deja la base a través de la conexión

con la fuente; la mayor parte de la corriente fluye hacia el colector.

El transistor de unión bipolar presenta ganancia de corriente, lo cual se puede

utilizar para amplificar señales. En la figura 1.3 se muestra el circuito equivalente

simplificado de un transistor npn. Por lo general, este modelo es adecuado para el diseño y

análisis de muchos circuitos.

C

u

IB = Corriente de Base/c = Gómenle de Colector¡E = Corriente de EmisorR = Resistencia entre Base y Emisor

E

Fig. 1.3 Circuito equivalente del transistor

En la figura 1.4 se muestra un circuito simple para obtener ganancia de corriente. Se

aplica una fuente de tensión a través de la unión base-emisor, y se conecta una resistencia

entre colector y emisor. En la figura 1.4(b) se muestra el mismo circuito, donde el

transistor se reemplazó por el modelo de la figura 1.3. Debido a la presencia de la fuente

dependiente, una corriente en el terminal de base controla la corriente del colector al

emisor. La fuente de corriente en el colector depende de la corriente de base, ÍB. Conforme

aumenta, /j?, la corriente de colector, le, aumenta en forma proporcional. La constante de

proporcionalidad se llama bela (B¿ así tenemos :

B = ic/iB (1.1)

Base

Fuente

Fuente

tBColector

'E Carga Carga

^ \r/

E

(a) (b)

Fig. 1.4 Circuito simple de transistor

La unión base-emisor actúa como un diodo polarizado en directo con una corriente

ÍB + íc- La unión base-colector está polarizada en inverso y exhibe una corriente de fuga

pequeña, ICBO y una corriente grande, Bia. Esta última es provocada por la interacción de

corrientes en la base. Queda claro que

E - B (1.2)

'Lo, ganancia de comente en base común, a, se define como la razón del cambio en

la corriente de colector al cambio en la corriente de emisor, suponiendo que la tensión

entre el colector y la base es constante.

Una expresión general para la comente de colector considerando el factor anterior,

es:

ic ~ a ÍE +1CBO (1.3)

Una suposición que se realiza a menudo como simplificación es que la corriente de

colector es aproximadamente igual a la corriente de emisor. Esto es, como TCIIO resulta

muy pequeña comparada con ic y como a está entre 0.9 y 0.999, se tiene

ic = is (1.4)

1.1.2 CONFIGURACIONES CIRCUITALES CONT.B.J.

Existen tres configuraciones usadas en circuitos de transistores. La más utilizada es

la de amplificador en emisor común (EC), así llamada porque'el emisor se encuentra en el

lazo de entrada como en el de salida, (ver figura 1.5). El siguiente circuito más utilizado es

la configuración en colector común (CC), también conocida como seguidor de emisor La

tercera configuración es el circuito en base común (BC).

B

c

r>IB

+

V0

E

Fig. 1.5 Configuración básica en Emisor Común

La conexión de los tres terminales del transistor para lograr su respectiva

configuración es:

a) Emisor Común: Terminal de entrada: Base

Terminal de salida: Colector

Terminal común : Emisor

b) Colector Común: Terminal de entrada: Base

Terminal de salida : Emisor

Terminal común : Colector

a) Base Común: Terminal de entrada: Emisor

Terminal de salida : Colector

Terminal común : Base

Para nuestro propósito estudiaremos básicamente el análisis en Emisor Común,

puesto que el equipo a construirse presentará todas Jas características del transistor y su

acción amplificadora en dicha configuración.

1.1.3 CURVAS CARACTERÍSTICAS DEL T.B.J

Como el transistor es un dispositivo no lineal, una forma de definir su operación es

usar una serie de curvas características. Existe un conjunto de curvas para cada tipo de

transistor. Como no se refiere a dispositivos de dos terminales, las ecuaciones incluyen al

menos tres variables. Por tanto, se utilizan cun>as paramétricas para describir el

comportamiento del transistor. En las figuras 1.6 y 1.7 se muestran dos gráficas

características. En la figura 1.6 se ilustra la corriente del emisor como función de la tensión

entre la base y el emisor cuando VCE se mantiene constante. Nótese que, como se podría

esperar, esta curva es similar a la del diodo,, ya que constituye la característica de la

corriente en una unión simple. Si ahora iB se mantiene constante, la unión colector-emisor

se define por la curva fe contra VCE mostrada en la figura 1.7. Como puede verse en esta

curva típica, la corriente de colector es casi independiente de la tensión entre el colector y

el emisor, dentro del "intervalo lineal" de operación. Cuando ÍB se aproxima a cero, ic se

acerca a cero de manera no lineal. Esto se conoce como operación en la reglón de. corte.

Para la sección de las curvas características donde VCE se acerca a cero, /c es máxima. Esta

región, conocida cono región de saturación^ no es útil para amplificar debido a la

operación no lineal.

0.2 0.4 0.6 0.8

Fig. 1.6 Cardcterísüca Base-Emisor del transistor

Jc(mA) Región de Saturación

70

60

J50

: 40

30

20

10

Región de Corte

Región Activa o lineal

%***<&

5 10

f

!-

_

20 Vcc Vc

_

Fig. 1.7 Caracterísüca colector-emisor

Para obtener este tipo de curvas características de un transistor de silicio npn, en la

configuración Emisor Común, se deberá utilizar el circuito de la figura 1.8. El cual, si hace

referencia a la característica de entrada base-emisor, necesitaremos aplicar un voltaje

constante (VA) a dicha juntura y proseguir a tomar muestras de corriente de base. En el

caso de la característica de salida colector-emisor debemos aplicar un voltaje constante

(Ve ) a dicha juntura y tomar muestras de corriente de colector.

niA^-~^,A

JE.C

LNPN

BE(^

71J

si)

^TC-^ /-£- Vn

V.

Fig. 1.8 Circuito básico para obtener las curvas características de un transistor

1.1.4 POLARIZACIÓN, ESTABILIDAD TÉRMICA Y REGIONES BE

TRABAJO DEL T.B.J

Para que el transistor actúe corno un amplificador es necesario una polarización

adecuada en cada uno de los terminales., así:

La juntura Base-Emisor debe estar en polarización directa, para reducir la barrera

de potencial y permitir el flujo de mayor cantidad de electrones en el transistor.

La juntura Base-Colector en polarización inversa, para permitir que los electrones

que se encuentren en la base lleguen a su destino.

Existen tres configuraciones básicas de polarización utilizando TBJ: circuito de

polarización fijo, circuito de autopolarización con resistencia en el emisor y el circuito de

polarización total. La elección del tipo de polarización se define en cuanto a la estabilidad

del circuito.

La necesidad de incluir una resistencia del emisor a tierra es proporcionar un

medio de estabilización del circuito, para que el cambio de corriente de colector debido a

las corrientes de escape en el transistor y el B del transistor no causara un gran

desplazamiento (si era lo que había) en el punto de operación. La resistencia en el emisor

no debe ser demasiado grande debido a que el voltaje desarrollado a través de ella limita el

rango de la excursión de voltaje del colector al emisor.

El sistema de polarización total proporciona estabilización tanto para la corriente de

escape como para cambios en la ganancia de corriente. Además este método de

polarización permite al amplificador operar cerca del punto de diseño deseado a pesar de

las variaciones que se produzca en el transistor.

Para nuestro estudio y con las consideraciones anteriores realizaremos el análisis de

dos circuitos básicos polarización: El sistema de autopolarización con resistencia en el

emisor y el sistema de polarización total.

1.1.4.1 CIRCUITO DE AUTOPOLARIZACION CON RESISTENCIA EN EL

EMISOR

K-C

R inDC

RE

Fig. 1.9 Autopolarización con resistencia en el Emisor

10

En la figura 1.9 se ilustra una forma de polarización con moderada estabilidad

conocida como retroáíimentación de comente, donde la corriente de colector a través de

RC provoca una retroáíimentación negativa de tensión. El resistor de base RB, se conecta a

la fuente, Vcc. La ecuación para el lazo de corriente de'polarización está dada por :

Vcc = IBQ RB + VBE + ICQ RE (1.5)

Aplicando la relación de la ecuación 1.1, tenemos

Vcc = VBH + ICQ ( RB/B + RO) (1.6)

Se resuelve para ICQ a fin de obtener

ICQ = (Vcc- VBH) / CM3 + RE) (1.7)

Dividiendo entre B se obtiene

VCC-VBE

Nótese que el valor de IBQ es afectado por R13, RE) VBE y B. Los valores específicos

de estos parámetros determinan entonces el punto de operación en reposo del transistor.

La retroáíimentación se produce cuando un circuito se configura de tal manera que

la entrada es afectada por la salida. En el circuito de la figura 1.10 el resistor de emisor

proporciona una forma de retroáíimentación . Si la corriente a través del colector tiende a

aumentar, la tensión a través del resistor de emisor también aumenta, par una tensión de '

entrada dada, este incremento en la tensión a través de RE reduce la tensión base-emisor y,

por tanto, también la corriente de base. Esto, a su vez, disminuye la corriente de colector

para reducir el efecto del cambio original.

El efecto en la estabilidad en DC está aún presente. De hecho, no se puede lograr

estabilidad de la polarización debido a cambios en B ya que el transistor se llevará a

saturación para cualquier valor razonable de ganancia de tensión.

11

1.1.4.2 CIRCUITO DE POLARIZACIÓN TOTAL

En el circuito previo de polarización DC los valores de la corriente de polarización y

el voltaje de colector dependía de la ganancia de corriente B del transistor. Pero el valor de

B es sensible a la temperatura, especialmente para transistores de silicio, puesto que,

también el valor nominal de beta no está muy bien definido, sería deseable por estas como

también por otras razones (remplazo del transistor y estabilidad) proporcionar un circuito

de polarización DC que sea independíente del beta del transistor.

R.inDc||

vr

_ _ _ _ __ , v

•>

IB /

'CE

R

Fig. 1.10 Circuito de polarización DC independiente de B

El circuito de la figura 1.10 cumple con estas condiciones y es un circuito de

polarización muy popular.

Si en la figura 1.10 la combinación de la fuente de polarización VCC con las

resistencias conectadas a la base del transistor se reemplaza por un equivalente Thévenín,

el nuevo circuito se reduce al indicado en la figura 1.11. Por tanto, sólo es necesario elegir

adecuadamente RBI

12

RTH+VCG-

Fig, 1.11 Circuito simplificado aplicando EqmvEÜeníe Thévenin.

La tensión equivalente de Thévenin y la resistencia de base a tierra son

(1.9)

(1.10)

Se puede resolver para REÍ y RB2 sustituyendo la ecuación 1.7 en la ecuación 1.8:

VCC/(VCC-VBB) (1.11)

(1.12)

Es necesario determinar RB1 y RB2 para establecer el punto de polarización

requerido. De un análisis anterior que supone que la corriente de colector es igual a la de

emisor. Esta es buena aproximación, ya que 13 suele ser superior a 100.

Para el circuito considerado, se desea tener alrededor del 10% de la corriente de

entrada hacia la base y alrededor del 90% a través del resistor externo equivalente, RB.

Esto proporciona estabilidad en la polarización y permite además la utilización de

ecuaciones simplificadas. Portante, la corriente enRB debe ser aproximadamente 10 veces

mayor que la corriente de base. Para lograr esto, se hace

13

R B < O . I B R E (LIS)

esto evita que las variaciones en B afecten de manera significativa el punto de operación en

DC de la etapa.

Se puede utilizar ahora la ecuación 1.7 a fin de encontrar la corriente de colector en

el punto de operación. Haciendo RB igual a 0.1BRE, se obtiene

ICQ = (VBB - VBE) / (0.1BRE/B + RE)

IcQ=(VBB-VBE)/URn (1.14)

En problemas de diseño, el diseñador tiene la opción de situar el punto de operación

Q en el mejor lugar posible. Si se desea tener la máxima excursión posible en la tensión de

salida, el punto Q se ubica en el centro de la línea de carga, como se indica en la figura

1.12.

Si, por otra parte, la señal de entrada es pequeña, a menudo ICQ se puede seleccionar como

un valor pequeño para obtener una salida lineal (sin distorsión), disipando así una menor

potencia en condición estática.

Como la especificación del punto de trabajo "Q" no proporciona el número

suficiente de ecuaciones para encontrar todos los componentes, se deben introducir

restricciones adicionales para obtener un incremento en el desempeño. Por ejemplo, se

utiliza la ecuación RB = 0,1 B RE para encontrar RBI y RBS- Recuérdese que, de acuerdo

con esta ecuación, la elección de RB hace que la localización del punto Q sea menos

sensible a variaciones en B.

14

Ic&nA)

ICQ

0 5 " 101 15i

20 Vcc>VC E(V)

CEQ

Fig. 1.12 Reda de Carga y selección del punto Q

1.1.4.3 ESTABILIDAD TÉRMICA DEL TRANSISTOR

En cualquier circuito amplificador la corriente de colector, lc, variará con cambios

en temperatura debido a tres factores principales:

1. La corriente inversa de saturación (corriente de escape), Ico, que se duplica por cada

10 grados centígrados de incremento en temperatura.

2. La tensión base-emisor (Ven), que disminuye 2.5mV por grado centígrado.

3. La ganancia de corriente del transistor, p, que aumenta con la temperatura.

Cualquiera o todos estos factores pueden hacer que el punto de polarización se

desplace desde los valores originalmente colocados por el circuito debido a un cambio de

15

temperatura.

La fuente de alimentación., Vcc, también varía, pero por lo general es independiente

de la temperatura.

Analizando los cambios de temperatura, se observa que conforme ésta aumenta, las

variaciones en los parámetros provocan que el punto Q se desplace hacia arriba (es decir,

hay un aumento en ICQ). Si la temperatura se reduce, el punto Q se desplaza hacia abajo

(es decir, hay una disminución en ICQ). Cualquier condición provoca que se reduzca la

máxima excursión pico a pico en la tensión de salida.

1.1.5 ESPECIFICACIONES MÁXIMAS DEL T.B. J

Constituyen las especificaciones técnicas que da el fabricante para seleccionar el

TBJ, y estas son:

x = máxima corriente de colector

ináx = voltaje C-E máximo

x = voltaje B-E máximo

núx = voltaje C-B máximo

= potencia máxima de disipación del T.BJ

La hoja de datos estándar del transistor incluirá por lo menos tres especificaciones

máximas: disipación del colector, voltaje del colector y corriente del colector.

El análisis lo haremos en la configuración de Emisor Común, los parámetros que no

se deberán exceder son: Icmáx, VcEmáx y laPcEmáx. La especificación de potencia o disipación

en este caso está dada por :

le

Ic (inÁ) Curva de Disipaciónde Potencia

i-VcE (V)

Fig. 1.13 Región de operación para fines de amplificación

Para fines de amplificación las condiciones no lineales de saturación y de corte

deben evitarse. La región de saturación ha sido indicada por la línea vertical en VCESAT y la

región de corte por IB = O en la figura 1.13. La región menos sombreada que resta es la

que se emplea para fines de amplificación. Aunque parece que el área de operación hubiera

sido reducida drásticamente, debemos mantener presente que muchas señales están en le

rango de microvoltios o milivoltios, mientras el eje horizontal de las características se mide

en voltios.

La región sobre la curva de disipación de potencia de la figura 1.13 debe evitarse en

el diseño de sistemas que utilicen este transistor. El máximo voltaje colector, en este caso

VCE, y la máxima corriente Ic están limitados por dicha curva. Por lo cual, los puntos A, B

no son puntos buenos de trabajo y los puntos C, D y E son puntos de trabajo del T.BJ.

17

1.1.6 CmCUlTOS EQUIVALENTES DEL TBJ PARA EL ANÁLISIS EN AC

En este tópico la atención se centrará en el análisis en pequeña señal por medio de

técnicas de uso de circuitos equivalentes. Se describe la utilización del método del circuito

equivalente usando parame/ros híbridos y parámetros T. Los parámetros del transistor

necesarios para llevar a cabo este análisis se pueden obtener de las hojas de datos de los

fabricantes.

1.1.6.1 CIRCUITO EQUIVALENTE HÍBRIDO DEL TBJ

Existen muchas formas de caracterizar redes de cuatro terminales. En un sistema de

cuatro terminales, hay cuatro variables de circuito; la tensión y la corriente de entrada, y la

tensión y la corriente de salida. Estas cuatro variables se pueden relacionar por medio de

algunas ecuaciones, dependiendo de cuales variables se consideren dependientes y cuáles

independientes.

El par de ecuaciones de parámetros híbridos (parámetros h) y su circuito equivalente

que se indica en la figura 1.14 se utiliza a menudo para el análisis AC de circuitos con TBJ.

El par de ecuaciones para una red de transistores se especifica como sigue:

(1.15)

(1.16)

Fig. 1.14 Circuito equivalente del TBJ con los parámetros h

18

donde los parámetros h se definen como:

~ hi = Vi / 1] : Resistencia de entrada del transistor.

= hr = Vi / V2 : Ganancia de tensión inversa del transistor.

= hf — í¿ I Ii : Ganancia directa de corriente del transistor.

= ho = 1-2. 1 Va : Conductancia de salida del transistor.

El circuito desarrollado usando parámetros h se muestra en la figura 1.15. En este

circuito se puede distinguir una notación distinta de los parámetros h, por ejemplo, se tiene

hie en lugar de tener hi en el circuito de la base. Este segundo subíndice nos sirve como

distinción para asegurar que se trata de un parámetro h en la configuración emisor común

EC.

h!e

IB-

E

Fig. 1.15 Circuito equivalente híbrido del TBJ para Emisor Común.

La aplicación de estos parámetros nos permitirán derivar ecuaciones para la

resistencia de entrada, la ganancia de tensión, la ganancia de corriente y la resistencia de

salida para las diversas configuraciones da amplificadores, nosotros haremos referencia

únicamente a la configuración en Emisor Común.

19

Resistencia de entrada, R.n

En la figura 1.16 se tiene el amplificador en EC. El circuito básico se muestra en la

figura 1.16(a), mientras que en la figura 1.16(b) y (c) se muestran dos formas de circuito

equivalente. Nótese que se omitió en el modelo la ganancia inversa de tensión, hr, y la

admitancia de salida, ho.

Vcc

+

Vi > í

i¿

> R r í

(a) Circuito EC (b) Modelo en ca

(c) Entrada y salida separadas

Fig. 1.16 Configuración en EC

El circuito equivalente de la figura 1.16(b) se utiliza para derivar la resistencia de

entrada Re,,. En general, B es bastante grande para aproximar como B a 1 + B. La corriente

en RE es, por tanto, aproximadamente igual a BXÍB. Si ahora el circuito se divide como en

la figura 1.16(c), la corriente a través del resistor en serie con h¡e en el lazo de entrada es ÍB.

entonces para mantener la tensión en el mismo valor que en el circuito original., se debe

cambiar el valor del resistor a BRE. La resistencia de entrada se encuentra entonces

escribiendo las ecuaciones de Kirchoff1 para el lazo cerrado de entrada.

1 Ley de corrientes y Ley de voltajes de Kirchoff

20

R.n = RB (hfc + BRE)/(RB + h!c + BRE) (1.17)

Al sustituir h¡e = Bh¡b se obtiene

RB (hib + RE)/(RB/Í3 + h¡b + RE) (1.1 8)

Si RB es despreciable comparada con BRE, la ecuación (1.17) se puede simplificar

como :

Rcn = RB (1.19)

La ecuación (1.18) es la forma larga de la ecuación y requiere sólo una

aproximación, esto es, B » 1. La ecuación (1.19) está en forma corta porque requiere la

aproximación adicional de que RB « BRE, que a menudo se expresa como :

RB<0.1BRE.

Ganancia de tensión, Ay

La anancia de tensión se encuentra de la definición

La relación de corriente aplicada a la salida de la figura 1 . 1 6(c) da

el signo negativo resulta de la dirección opuesta de B/s con respecto a /¿, entonces

PRLÍD RLZT- V — Av¡ R L +RC

Se desea obtener una expresión para Av que no contenga otras variables. Esto es,

se necesita eliminar iB y Vi de la ecuación anterior. Aplicando una serie de sustituciones y

reemplazos se llega a:

Av = -BCRL |]Rc) / (h[e + Av / BRE)

+ RE) (1.20)

21

Si h¡b « RE, la ecuación se reduce aún más hacia la forma corta dada por la

ecuación (1.21)

Av = ~CMRc)/RE 0.21)

Ganancia de corriente, Ai

La ganancia de corriente se encuentra a partir de la fórmula de ganancia de

impedancia:

Ai = RcnAv/RL

Sustituyendo Av y 'Ren de las ecuaciones (1.18) y (1.20), se obtiene la forma larga

de ganancia de corriente de la ecuación (1.22)

(1.22)

Si RB « BRn y h¡b « RE, la ganancia de corriente se simplifica a la expresión en

forma corta de la ecuación (1.23):

RL)] (1.23)

Resistencia de salida, Ro

Como se muestra en la figura 1.15, en el circuito equivalente para el transistor, el

circuito de salida contiene un generador de corriente ideal en paralelo con una resistencia

de valor 1/ho. la fuente de corriente ideal exhibe una impedancia infinita, ya que se mide la

resistencia de salida con la entrada en circuito abierto (es decir, IB — O mA). la resistencia

de salida para el transistor en emisor común es entonces

Por lo general, el parámetro h^ es bastante pequeño como para ser despreciado en

los cálculos, de modo que la magnitud de la resistencia de salida del transistor se vuelve

22

infinita, el valor de Iv se puede determinar consultando las especificaciones del transistor.

La resistencia de salida, Ro, de un amplificador en Emisor Común es RC cuando r0 es

grande. Muchos de los transistores de unión tiene una r0 superior a 50

1.1.6.1.2 DETERMINACIÓN GRAPICADE LOS PARÁMETROS HÍBRIDOS

Utilizando derivadas parciales, podemos demostrar que la magnitud de los

parámetros h para el circuito equivalente del transistor con pequeña señal en la región de

operación para la configuración EC puede encontrarse utilizando las siguientes

ecuaciones:

hie = 8vi / 8¡i = SVBE / 5*t ~ AVBE / AÍB (1.24)

con VCE = cíe.

hre = Svi / 5V2 = SVBE / §VCE ~ AVBE / AVCE (1.25)

con IB = cíe.

hfe = 5¡2/8¡i = 8ie/S¡B«A¡c/AiB (1.26)

con VCE = cte.

hoe = 5¡2 / 6v2 = 5¡c / SVCE ~ A¡c / AVCE ( 1 .27)

con ÍB = cte.

Los valores constantes de VCE e IB en cada caso se refieren a una condición que

debe cumplirse cuando los diversos parámetros son determinados de las características del

transistor.

Los parámetros hie y hre se determinan de las características base-emisor o de

entrada, mientras que los parámetros h^ y h^ se obtienen de las características de salida o

características de colector. El primer paso para la determinación de cualquiera de los

cuatro parámetros híbridos es encontrar el punto de operación quiescente2. En la ecuación

(1.26) la condición VCE = constante requiere que los cambios en la corriente de base y la

corriente de colector se tomen a lo largo de una línea vertical dibujada a través del punto

2 Punto de trabajo del amplificador/ punto Q

23

Q que representa un voltaje colector-emisor fijo.

Ic(mA)

80

70

60

50

A 40

1 c

hr*^~

s

5

i» °<v s

10Ve

> ú*B

EO

D 30

20

10

IB=Oj^A11

.5 20 Veo VciífV)

AV,C.P.

Fig. 1.17 Determinación de hre y hoe

En la figura 1.17 el cambio en ÍB se eligió para que se extendiera desde IBI a Isa a lo

largo de la línea perpendicular en VCE, (puntos A y B). El cambio correspondiente en ic se

encuentra entonces dibujando líneas horizontales desde las intersecciones de IBI e Is2 con

VCE = constante sobre el eje vertical. Todo lo que queda es sustituir estos valores en la

ecuación (1.26) para calcular h^, en dicha figura, considerando una línea constante de ÍB,

como lo requiere la ecuación (1.27) para hoc. Un cambio en VCE se eligió entonces (puntos

C y D)3 y el cambio correspondiente en ic se determina dibujando líneas horizontales al eje

vertical en las intersecciones de ÍB — constante. Reemplazando estos valores en la ecuación

(1.27) se determina h^.

Para determinar los parámetros h¡e y hre el punto Q debe encontrarse primero en las

características de base o entrada como se indica en la figura 1.18. Para h¡e, se considera

una curva característica cuyo VCE permanezca constante a través del punto Q como se

24

requiere en la ecuación (1.24). Un pequeño cambio en VBE, resulta un cambio

correspondiente en iB. Reemplazando estos valores en la ecuación (1.24) se determina h¡e. •

El último parámetro hre, puede encontrarse dibujando primero una línea horizontal

a través del punto Q5 manteniendo constante IB como lo requiere la ecuación (1.25). La

elección natural entonces es escoger una cambio en VCE y encontrar el cambio resultante

en VBE como se indica en la figura 1.18. Reemplazando estos valores en la ecuación

(1.25) se determina hrc.

O 0.2 0.4 0.6

Fig. 1.18 Detemiiníición de h^ y lv

1.1.7 RECTA DE CARGA DE AC PARA LA CONFIGURACIÓN EMISOR

COMÚN

Un amplificador de transistor de una sola etapa en EC tiene la forma mostrada en

la figura 1.19, donde RL es la carga y se encuentra acoplada al amplificador mediante los

capacitores de paso, estos capacitores son circuito abiertos para DC y cortocircuitos para

AC (en la región de operación de frecuencias medias que se trata aquí).

. 25

ce D C

R C

Fig. 1.19 Etapa de amplificación en AC para EC

La resistencia en el circuito colector-emisor para operación en DC es Re + RE, la

cual se define como RDC- Cuando la carga se acopla al transistor a través de un capacitor,

la resistencia en AC es diferente. Bajo condiciones de AC, la resistencia en el circuito

colector-emisor es:

(1.28)

Para el caso anterior se considera despreciable la resistencia existente entre la

juntura colector-emisor del transistor, debido a que no es comparable con los valores Re,

RE y RL del amplificador.

Nótese que para operación en AC, la terminal Vcc se conecta a tierra. Si el resistor

de emisor se pone en corto con un capacitor, entonces la resistencia en AC es sólo :

R3c = RL]|Rc (1.29)

La línea de carga de AC tiene una pendiente de -l/Rac. Como una entrada en AC

igual a cero coloca el punto de operación en el punto Q, la línea de carga interseca la línea

de carga de DC en el punto Q. si la señal de entrada es pequeña, el punto Q debería

26

localizarse normalmente para minimizar la corriente de colector estacionaria. Al diseñar

dichos circuitos se eleva el valor de ICQ por arriba del punto cero lo suficiente para permitir

una reproducción lineal de la señal de entrada (es decir, sin distorsión por entrar en la

región de corte). Bajo esta condición, el transistor disipa menos potencia que si el punto Q

estuviese localizado en la mitad de la línea de carga de AC.

La línea de carga en DC que se determinó anteriormente, esta dada por la ecuación

+ Vcc (1.30)R E +R C RE+RC

como los capacitores de acoplamiento son circuitos abiertos en DC, esta línea de

carga se aplica al circuito de la figura 1.19. La linea de carga se gráfica en las curvas

características de la figura 1.20. A continuación se repiten las definiciones de resistencia en

AC y DC.

Rjc = resistencia total alrededor del lazo colector-emisor bajo condiciones de DC (los

capacitores se consideran circuitos abiertos).

Rae = resistencia total alrededor del lazo colector-emisor bajo condiciones de AC (las

fuentes de DC se hacen cero y los capacitores se consideran cortocircuitos).

Para el circuito de la figura 1.19, se tiene

Rd. = RE + RC (1.31)

Rac = RL RC + RE (1-32)

La ecuación para la línea de carga en DC es entonces

(1.33)

El punto Q, se ubica tanto en la línea de carga de AC como en la de DC. La línea

de carga de AC pasa a través del punto Q y tiene una pendiente de -l/Rac. Esta pendiente

es de mayor magnitud que la de la línea de carga de DC. La línea de carga de AC se

gráfica en la figura 1.20.

27

Línea de carca de ca con pendiente = -ñ—

\a de carga de cd con pendiente = -V/\. 1.20 Línea de carga para AC y DC

La intersección de la línea de carga de AC con el eje ic es entonces

I'c ~ + ICQ (1.34)

La intersección de la linea de carga de AC con el eje Voz es, con ic ~ O,

(1.35)

Si se desea diseñar el amplificador para máxima excursión en la tensión de salida,

el punto Q se debe colocar en el centro de la línea de carga de AC. Es cuestión de

geometría colocar el punto Q para máxima excursión. Para garantizar que la señal

amplificada no sufra recortes ni distorsiones, tendremos que utilizar la figura 1.21. En esta

figura podemos visualizar que se producen recortes por las siguientes razones;

28

Si Vin supera O1

Si Vo es mayor que Vcc1

Si existe intersección entre 1 y 2

Para que no existan recortes entre la señal de entrada y salida se debe considerar:

VcE-Vop + Vip + Vca.1 (1-36)

El VcEsat es el voltaje que debe existir entre colector y emisor para que no exista

distorsión. VcGsumín^ 0.3 V. Para garantizar que el transistor no llegue a la región de corte

(Ic-0).

ICQ icp

VRc/Rc>V01)/RL' (1.37)

Fig, 1.21 Señal de entrada y salida de un amplificador con TBJen la configuración Emisor Común

ReVRc > —- V0p

K.L'

Esta ecuación nos garantiza que no exista distorsión debido a la corriente de

colector. Para que no se produzca distorsión de la señal por la corriente de emisor se tiene:

(1 -3 S)EQ

R_E

RE-VÉ > — V¡np (1.39)

Para diseñar el valor de la fuente se tendría lo siguiente:

Vccl > VE + VopH-Vip + VcESat + VRc (1.40)

Para propósitos de diseño se tiene:

Vcc=1.2Vcci (1.41)

30

1.2 TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO

1.2.1 DESCRIPCIÓN GENERAL.

El Transistor de Efecto de Campo (FET: field-effect transistor) es un

dispositivo unipolar debido a que la corriente se debe a los portadores mayoritarios.

Opera como un dispositivo controlado por voltaje, ya sea con corriente de electrones

en un FET de canal n o con corriente de huecos en un FET de canal P.

Pueden hacerse unas cuantas comparaciones generales entre los dispositivos FET

y BTJ y los circuitos resultantes.

1. Los FET son dispositivos sensibles a la tensión con alta impedancia de entrada

(del orden de 107 a 1012 O. ). Como esta impedancia de entrada es

considerablemente mayor que la de los TBJ3 se prefieren los FET a los TBJ para

la etapa de entrada de un amplificador multietapa.

2. Los FET generan un nivel de ruido menor que los BTJ.

3. Los FET son más estables con la temperatura que los TBJ.

4. Los FET son, en general, más fáciles de fabricar que los TBJ pues suelen

requerir menos pasos de enmascaramiento y difusiones.

5. Los FET se comportan como resistores variables controlados por tensión para

valores pequeños de tensión drenaje a fuente.

6. La alta impedancia de entrada de los FET les permite almacenar carga el

tiempo suficiente para permitir su utilización como elementos de

almacenamiento.

7. Los FET de potencia pueden disipar una potencia mayor y conmutar corrientes

grandes.

8. La respuesta en frecuencia de los FET es pobre debido a la alta capacitancia de

entrada.

9. Algunos dispositivos de FET presentan una linealidad muy pobre.

10. Los FET se pueden dañar al manejarlos debido a la electricidad estática.

31

1.2.2. TIPOS DE FET.

Se consideran tres tipos principales de FET:

1. FET de unión (JFET)

2. FET metal-óxido semiconductor de empobrecimiento (MOSFET de

empobrecimiento)

3. FET metal óxido semiconductor de enriquecimiento (MOSFET de

enriquecimiento).

1.2.3. OPERACIÓN Y CONSTRUCCIÓN BEL JFET

A diferencia del TBJ, el FET tiene una unión pn en vez de dos. En la figura

1.22 se muestra un esquema de la estructura física del JFET. El JFET de canal n,

mostrado en la figura 1.22 (a), se construye usando una barra de material n con dos

partes de material p difundidos en ella. El JFET de canal p se elabora empleando una

barra de material tipo p con regiones difundidas tipo ??, como se muestra en la figura

1.22(b).

Región n Región

(a) Canal n (b) Canal p

Fig. 1.22 Estructura física del JFET

Para entender cómo opera el dispositivo, se conecta el JFET de canal n de la

figura 1.22(a) a un circuito externo. Se aplica una fuente de tensión, VDD, al drenaje.

Una fuente de tensión compuerta., VGG, se aplica a la compuerta. Esta configuración

se muestra en la figura 1.23 (a).

32

(a) (b)

Fig. 1.23 Funcionamiento del JFET

VDD proporciona una tensión drenaje a fuente, VDS, que provoca una corriente

de drenaje, ÍD, del drenaje a la fuente. La corriente de drenaje, ID, que es idéntica a la

corriente de fuente, existe en el canal rodeado por la compuerta de tipo p. La tensión

compuerta a fuente, ves, que es igual a -Vcc, crea una región desértica en el canal,

que reduce el ancho de éste y por tanto aumenta la resistencia entre drenaje y fuente.

Como la unión compuerta-fuente está polarizada en inverso, el resultado es una

corriente de compuerta nula.

Si consideramos inicialmente la operación de un JFET con vas ™ O, como se

muestra en la figura 1.23 (b), la corriente de drenaje, iD} a través del canal n del

drenaje a la fuente provoca una caída de potencial a lo largo del canal, con el

potencial más alto en la unión drenaje-compuerta. Esta tensión positiva en la unión

drenaje-fuente polariza en inverso la unión/;/? y produce una región desértica, como

se ilustra en el área sombreada de la figura 1.23 (b).

Cuando se incrementa VDS, también aumenta la corriente de drenaje, ¡D, como

se muestra se en la figura 1.24. El resultado de esta acción es un aumento de la región

desértica y de la resistencia del canal entre el drenaje y la fuente. Conforme aumenta

VDS, se alcanza un punto donde se forma una región desértica a través de todo el canal

33

y la corriente de drenaje alcanza su punto de saturación. Si se aumenta v$s más allá de

este punto, /D permanece constante. El valor de la corriente de saturación de drenaje

con Vos - OV es un parámetro importante y se denomina comente de drenaje de

saturación^ IDSS-

1.2.4 Curvas Características en el JFET.

Del mismo modo que para un TBJ, en los JFET se presentan un conjunto de

curvas características que pueden ser graneadas en forma paramétrica.

1.2.4.1 Característica de Salida del JFET.

En el caso del TBJ, las curvas características (je vs. VCE) tienen a /# como

parámetro. El FET es un dispositivo controlado por voltaje y se controla mediante

VGS. En la figura 1.24 se muestran las curvas características (¡D vs. VDS) tanto para un

JFET de canal n como para uno de canal p, y la simbología correspondiente.

ÍDSS= O V

foss

= -1 V

VGS = -2 V

= O V

VGS = + 1 V

VGS =+2 V

G'

T D ?D

> AS

(a) Canal n (b) Canal p

Fig. 1.24 Simbología y Característica (1D vs. VDS) de un XFET

VDS

34

Conforme se incrementa VGS (más negativo para un canal n y más positivo para

un canal p) se forma la región desértica y se cierra para un valor menor que ¡D. Por

tanto, para el IFET de canal n de la figura 1.24(a), la /¿> máxima se reduce desde IDSs

conforme VGS se hace más negativo.

Si VGS disminuye aún más, se alcanza un valor de VGS después del cual i& será

cero sin importar el valor de VDS- Este valor de VGS se denomina VGSOFF, o tensión de

estrangiikmiienlo (\?p). El valor de VP es negativo para un IFET de canal n y positivo

para un JFET de canal p.

1.2.4.2 Características de Transferencia del JCFET.

Otra forma de la característica del dispositivo es la curva de característica de

transferencia, la cual es una curva de la corriente de drenaje, IDa como función del

voltaje de compuerla-fuente, VGS, para un valor constante del voltaje drenaje-luente,

VDS. Como se observa en la figura 1.25, se presentan dos puntos importantes de la

curva de transferencia : los valores IDSS y VP. Cuando estos puntos están fijos, el resto

de la curva puede observarse sobre la característica de transferencia u obtenerse de

consideraciones teóricas del proceso físico que ocurre en el JFET, lo que conduce a la

relación3:

1 --1 VV

que representa la curva de la característica de transferencia de la figura 1.25. Hay que

notar que cuando VGS — OV, ID = IDSS y que cuando ID = OA, VGS = VP, como se

observa sobre la característica de transferencia.

Para aquella región en que ÍD se vuelve constante puede usarse la ecuación:

3 Esta expresión, conocida como ecuación de Shockley se aplica porencima de la región de oclusión en el JFET.

35

VDS(sal) - Vgs + V (1.43)

Fig. 1.25 Característica de transferencia del JFET (Canal N)

En la figura 1.26, se muestran las características de transferencia y las

características (/DVS. VDS) para un JFET de canal n. Se granean con el eje //> común.

Conforme VGS se vuelve más negativo, el estrangulamiento se produce a menores

valores de v^s y la corriente de saturación se vuelve más pequeña. La región úül para

operación lineal es por arriba del estrangulamiento y por debajo de la tensión de

ruptura. En esta región, ÍD está saturada y su valor depende de VGS, de acuerdo con la

ecuación 1.42 o con la característica de transferencia.

Las curvas características de transferencia (ID vs. VGS) para el JFET, que se

muestran en la figura 1.26, son diferentes de las curvas similares para el TBJ: el FET

es un dispositivo controlado por tensión, mientras que el TBJ es controlado por

corriente. El parámetro de control para el FET es la tensión compuerta-fuente en

lugar de la corriente de base, como en el TBJ.

Existen otras dos diferencias entre el JFET y el TBJ. Primero, el espaciamiento

entre pares de curvas paramétricas para el FET no está relacionado de manera lineal

36

con el valor del parámetro de control. Así por ejemplo, en la figura 1.26 la distancia

entre la curva con vGs = O V y la curva con VGS ~ -1 V no es la misma que entre la

curva con vG5 - -1 V y VGS — -2 V. Esto contrasta con las curvas para el TBJ, donde

existe una relación más lineal.

ioss ---

Frontera entre las regionesóluuica y activa

]

! VGS = 0 Vf\ Región

1 activa - 1 Vi

^7[

í -2Vi

i¿ f

rf

r

/ i/ i

Región deRuptura

10 15

BV,GDS

(a) Característica de Transferencia (b) Característica (iD vs. VGS)

Fig. 1.26 Características del JFET

La segunda diferencia se relaciona con el tamaño y la forma de la región

óhmica de las curvas características. Se observa que el ancho de dicha región para el

JFET es función de la tensión compuerta a fuente. Conforme disminuye la magnitud

de la tensión compuerta a fuente, aumenta el ancho de la región óhmica. Se observa

también en la figura 1.26 que la tensión de ruptura es función de la tensión compuerta

a fuente. De hecho, para obtener una amplificación de señal razonablemente lineal, se

debe utilizar solo un segmento relativamente pequeño de estas curvas; el área de

operación lineal se encuentra en la región activa.

La región entre el estrangulamiento y la ruptura se denomina región activa,

región de operación del amplificador, región de saturación o región de

estrangulamiento. La región óhmica del FET puede usarse cuando se desea un

resistor variable y en aplicaciones de conmutación.

37

La tensión de ruptura es función de VGS así como de VDS. Conforme aumenta la

magnitud de la tensión entre compuerta y fuente (más negativa para el canal n y más

positiva para el canal p), disminuye la tensión de ruptura. Con VGS ~ Vp, la corriente

de drenaje es cero y con VGS — O, la corriente de drenaje se satura a un valor dado

por:

ÍD = IDSSJ

donde Ij>ss es la corriente de saturación drenaje a fuente.

La corriente de saturación drenaje a fuente, IDSS'^S función de la temperatura, así;

lDss = KT3/2 (1.44)

donde K es una constante de proporcionalidad. La tensión de estrangulamiento es una

función aproximadamente lineal de la temperatura (como es el caso de la corriente

base-emisor en el TBJ); portante:

= -kpAT (1.45)

j j mVdonde k p « 2 — r

v_»

1.2.5. Parámetros del JFET.

Los fabricantes especifican varios parámetros para describir el dispositivo

JFET y brindar los datos necesarios para la selección entre distintas unidades.

Algunos de los parámetros más útiles que se especifican son:

1. IDSS, la corriente de saturación drenaje-fuente.

2. VP = Vcscapagudo), el voltaje de oclusión o el voltaje de apagado de compuerta-

fuente.

3. BVcss, el voltaje de ruptura del dispositivo con el drenaje-fuente en corto.

4. gni = grsj la transconductancia del dispositivo.

5. ^(encendido), la resistencia drenaje-fuente cuando el dispositivo conduce.

38

Otra serie de parámetros relacionados con la capacitancia del dispositivo, el

voltaje de ruido, el número de veces que se enciende y apaga y el manejo de potencia,

suelen proporcionarse también en las hojas de especificaciones del fabricante.

Corriente de Saturación de drenaje fuente, Iüs;i

La corriente de Saturación de drenaje fuente, IDSS, corresponde a la corriente a

la cual se obstruye el canal- cuando la compuerta-fuente se pone en cortocircuito (Vos

= 0). Si el IFET es para señales pequeñas, esta corriente es casi siempre del orden de

miliamperios.

Voltaje de corte de compuerta fuente, V?.

El Voltaje de corte de compuerta-fuente, Vp, es aquel voltaje al cual se corta o

cierra el canal de drenaje- fuente, y da por resultado esencialmente la ausencia de

corriente de drenaje.

Voltaje de ruptura de compuerta fuente,

El valor de voltaje de ruptura indica un valor límite de voltaje entre la fuente-

compuerta, arriba del cual la corriente del dispositivo debe limitarse mediante un

circuito externo, de lo contrario, el JPET puede dañarse en forma permanente. El

valor de Voltaje de ruptura de compuerta fuente, BVoss proporciona un valor de

voltaje límite que se utiliza en la selección del voltaje de la alimentación del drenaje.

Transcoaductancia de transferencia directa de fuente común, gm.

El parámetro de Transconductancia de transferencia directa de fuente común,

gm, es una indicación de la amplificación del JPET. Matemáticamente expresa la

relación:

39

aD AÍD(1.46)

Avüs = constante

Aplicando a la anterior relación la ecuación (1.42), puede obtenerse el valor numérico

de gm del siguiente modo;

í VG ^g = g l — • (1.47)

donde

El valor gm0 es el parámetro de ganancia de AC máximo del IFET que ocurre

en una polarización de VGS = OV. En cualquier otra condición de polarización., el valor

de gm es menor.

La transconductancia gm, no permanece constante si cambia el punto Q. Esto

se puede ver por la determinación geométrica de gm a partir de las curvas de

transferencia características. Conforme cambia iD, varía la pendiente de la curva de

transferencia característica de la figura 1.25, cambiando por tanto gm.

Resistencia dinámica en inverso, ros

La Resistencia dinámica en inverso, ros, se define como el inverso de la

pendiente de la curva (ÍDV* VDS) en la región de saturación:

AiD

AvD SS ^constante (1.49)

Como la pendiente de esta curva es muy pequeña en la región activa, ros es grande.

40

1.2.6. Circuito Equivalente, gm y rDs

Usando las ecuaciones (1.46) y (1.49) se puede obtener la expresión siguiente:

AiD = gm Aves + AvDs / rDs (1.50)

la cual conduce al circuito equivalente mostrado en la figura 1.27 (a). Debido a que ros

es muy grande, por lo general se puede utilizar el circuito equivalente simplificado de

la figura 1.27 (b) para determinar el desempeño en la región activa de un JFET. La

ecuación 1.50 se convierte ahora en:

AiD =graAvGS (1.51)

D ¿D D

í=—o

G -ÍTflVGs

s(a) Incluyendo (b) Simplificado

Fig. 1.27 Circuito equivalente FET

1.2.7. Polarización del JFET

La polarización de corriente continua en un dispositivo JFET requiere

establecer el voltaje compuerta-íuente, lo cual produce la corriente de drenaje que se

desea. En un JFET la corriente de drenaje está limitada por la corriente de saturación,

IDss; además tiene una impedancia tan alta cuando se mira hacia la compuerta que el

voltaje DC de la compuerta fijado por un voltaje fijo de batería o un divisor de tensión

no es afectado o cargado por el FET.

. La polarización fija DC permite ajustar el voltaje de polarización inverso de

compuerta-fuente como en la figura 1.28. La fuente VGG se utiliza para fijar el voltaje

41

de polarización inverso VGS sin que se produzca corriente a través de RG o la terminal

de la compuerta.

IG=OA

Puesto que la compuerta-ñiente está polarizada en forma inversa, no hay

corriente a través de esa unión. No pasa corriente DC por el capacitor C3 de modo

que no se produce corriente a través del resistor RG. La fuente proporciona un voltaje

VGS para polarizar el JFET (canal N ó canal P), pero no se consume ninguna corriente

resultante desde dicha fuente, VGG.

La resistencia RG se incluye para permitir que cualquier señal de AC aplicada a

través del capacitor C se desarrolle en RG. En tanto que cualquier señal de AC se

desarrollará en RG, la caída de voltaje DC a través de RG es:

+VDDo

V¡ o 1rGS

— VGG

RD

DS

Fig. 1,28 Amplificador en base a FET

El voltaje compuerta-fuente VGS es entonces :

-O = V,GG

42

La corriente ID se fija según VGS de acuerdo a la ecuación de Shockley (1.42).

Esta corriente produce una caída de voltaje a través de la resistencia RD

~ I

1.2.7. Configuraciones de amplificadores con JFET.

De igual forma que para los TBJ, se pueden lograr las tres configuraciones de

manera similar. Dependiendo de donde se encuentra la entrada y salida de AC se

pueden definir tres tipos de configuraciones;

Configuración Fuente Común.

En esta configuración la señal de entrada se encuentra en la compuerta, la

salida en el drenaje y el terminal común es la fuente.

ce

CE

CD

RL

Fíg. 1.29 Configuración en Fuente Común

43

Configuración Drenaje Común

En esta configuración la señal de entrada se mantiene en la compuerta, la salida es por

la fuente y el terminal común es el drenaje.

RD

Ge})

^

n-,

>

CD\{

. K

RG Rs Ri_ i Vo

Y

Fig. 1.30 Configuración Drenaje común

Configuración Compuerta Común,

'ce

RD

Fig, 1.31 Configuración Compuerta común

v

44

En este caso la señal de entrada se encuentra en la fuente, la salida por el

drenaje y el terminal común es la compuerta.

1.2.9 Análisis de pequeña señal del JFET

Para este análisis se usará la configuración de amplificación Fuente Común,

como se indica en la figura 1.32(a). Utilizando el circuito equivalente AC del JFET, la

figura 1.32(b) muestra el circuito correspondiente AC para el amplificador indicado.

+ Vcc

-j- i en

V:

Vi ~VGG

(a) Configuración circuital

G

(b) Circuito Equivalente

Fig. 1.32 Amplificador Fuente común

Se supone que TDS es grande comparada con Rofl

despreciar. .

, por lo que se puede

45

Usando el gráfico 1.32 (b) se puede establecer la primera ecuación a partir del

circuito de compuerta:

Vg, = V¡ - RS ÍD = V; - RS gm Vgs (1.52)

de donde:

v:

(1.53)

La tensión de salida, v0, está dada por

La ganancia de tensión, Ay, es:

y

V:

RL

• O" V.om v i

R

(1.54)

(1-55)

La resistencia de entrada y la ganancia de corriente están dadas por:

Ai =i o AvR, R

Ro m

(1.56)

46

CAPITULO 2

DISEÑO DEL EQUIPO DEPRUEBA DE AMPLIFICADOR A

TRANSISTOR (EPAT)

2.1 DESCRIPCIÓN GENERAL DEL EQUIPO

2.2 GENERADOR DE SEÑAL INTERNO

2.3 CIRCUITO DE SINCRONISMO YTEMPORIZACIÓN

2.4 CIRCUITO DE BARRIDO

2.5 CIRCUITOS ESPECÍFICOS PARA TBJ

2.6 CIRCUITOS ESPECÍFICOS PARA JFET

2.7 CIRCUITO DE ALIMENTACIÓN GENERAL

2.1 DESCRIPCIÓN GENERAL DEL EQUIPO

El Equipo de Pruebas de Amplificadores a Transistor "EPAT" representa un

considerable avance en la enseñanza de las características de los transistores. Usado

conjuntamente a un osciloscopio de rayos catódicos, ORC, el EPAT provee una

demostración gráfica de varías características de un amplificador implementado en base a

transistores bipolares (TBJ) o transistores urujuntura (JFET). El EPAT permitirá visualizar'

en forma simultánea las características de entrada y salida, punto de operación y formas de

onda del amplificador realizado en base al dispositivo de prueba (TBJ ó JFET).

La estructura básica del "EPAT" se encuentra dividida en dos secciones, una sección

de estímulos, la cual provee de voltajes y corrientes, que son aplicados al dispositivo bajo

estudio; y una sección de mediciones, la cual toma una muestra o medida de los efectos

que producen los estímulos. Para poder visualizar cualquier curva característica de los

transistores necesitamos utilizar el ORC en la condición X vía B(4) , de modo que cada

canal del osciloscopio provea las formas de onda necesarias, dependiendo de la señal que

se quiera obtener.

:. . . .

: —

n-eu

YQ'NE

mc-i

AttR,

LTA,3ATT

ADR

OTIT:

TF^0

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>

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g

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AJ^RA

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ADR,

VOTE

TF'0

^rnE

;

...:.

Fig. 2.1 Disposición de la pantalla del osciloscopio para la condición X vía B

4 La mayoría de osciloscopios disponibles en el mercado presentandos canales de entrada denominados a y b aplicados a las placasdeflectoras Y, siendo además visibles simultáneamente, y brindan laposibilidad que uno de ellos reemplace a la unidad de base . detiempos en las placas deflectoras X, mediante la opción denominada Xvia b.

47

Valiéndonos de la pantalla del osciloscopio en la condición X vía B, y considerando

el centro de la pantalla como eje de coordenadas y referencia, como se indica en la figura

2.1, el esquema de presentación de las diferentes curvas en la pantalla del osciloscopio en

la condición X VIA B, será el siguiente;

Para un TB J:

• Dividiendo en cuatro cuadrantes la pantalla del osciloscopio., la curva característica

del transistor (Voz en función de Ic) se visualizará en el primer cuadrante para un

transistor NPN y en el tercer cuadrante para un PNP. Superpuesta a esta curva se

tendrá la recta de carga que presente el amplificador en la configuración Emisor

Común. Con esta recta, se podrá determinar el punto de trabajo Q óptimo5 del

amplificador.

• La característica de entrada del amplificador (VBE en función de IB) para un NPN se

visualizará en el segundo cuadrante, y para el caso de un PNP en el cuarto

cuadrante.

• La señal de base que entra al amplificador en Emisor Común, para un NPN se

encontrará en el tercer cuadrante, y para un PNP en el primer cuadrante.

• La señal de salida del amplificador, para un NPN se visualizará en el cuarto

cuadrante, y para un PNP en el segundo cuadrante. Esta señal puede ser manipulada

externamente para obtener ganancias variables del amplificador.

El gráfico 2.2(a) ilustra de manera aproximada la forma de distribución de los trazos

apreciados en el ORC para un transistor NPN. La figura 2.2(b) indica los mismos trazos

para el caso de un transistor PNP.

5 Punto Q óptimo de trabaj o : ' se refiere a los valores de voltaj e ycorriente de polarización del amplificador que permiten obtener unaseñal de salida para el amplificador libre de distorsión.

48

2.2(a)

2.2(b)

Fig. 2.2 Distribución de formas de onda del EPAT para :(a) Lraiisistor NPN, (b) transistor PNP

Para un JFET

La curva característica del JFET (Vos en función de ID), para un canal N se

visualizará en el primer cuadrante, y para un canal P en el tercer cuadrante.

La característica de transferencia del JFET (Ves en función de ID), para un canal N

se podrá observar en el segundo cuadrante., y para un canal P en el cuarto cuadrante.

Superpuesta a ésta, se tendrá la recta de carga del amplificador en Fuente Común.

Observando la intersección de esta dos curvas, se podrá determinar el punto de

trabajo óptimo Q del amplificador.

La señal de compuerta que entra al amplificador en la configuración Fuente Común,

para un canal N se observará en el tercer cuadrante, y par un canal P en el primer

cuadrante.

* La señal de salida del amplificador, para un canal N se visualizará en el cuarto

cuadrante, y para un canal P en el segundo cuadrante. Esta señal puede ser

manipulada externamente para obtener ganancias variables del mismo.

En las figuras 2.3 (a) y 2.3 (b) se aprecia la distribución de curvas visualizadas en el

ORC para el caso de JFETs canal N y P respectivamente.

2.3(a)

2.3(b)

Fig. 2.3 Distribución de las formas de onda para un JFET : (a) Canal N, (b) Canal P

50

El EPAT puede aceptar como entrada al amplificador, una señal externa al equipo o

una señal generada internamente. Con cualquiera de las dos señales, se realiza a

continuación un proceso de sincronización (detector de cruce por cero), el cual permite

generar un reloj básico para poder manipular a los otros dispositivos. Con los relojes

generados a partir del reloj básico, podemos manipular circuitos multiplexores de señales.

Estos circuitos nos permitirán realizar una adecuada conmutación de señales a los

terminales de los transistores, y nos permitirán a su vez poder visualizar en la pantalla del

osciloscopio todas las curvas características, realizando una adecuada multiplexación de

los dos canales del osciloscopio.

El equipo incluye una señal de barrido que será útil en la visualización de las señales

periódicas como función de tiempo en la pantalla del osciloscopio.

El EPAT permite determinar en forma directa algunas características fundamentales

del transistor de paieba, tales como:

• El estado del transistor (defectuoso o no).

• Respuesta de frecuencia del transistor (dentro del rango de frecuencia del equipo).

• El punto de trabajo Q óptimo del amplificador, en una configuración determinada.

• Determinación de B en caso de TBJ, y de gmo en caso de JFET.

• Distorsión de las formas de onda del amplificador por efectos de temperatura o por

variación de condiciones de polarización.

2.1.1 CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS FUNDAMENTALES

Dentro de las características técnicas del equipo, haremos referencia a la corriente

de consumo, ancho de banda y a los niveles de voltaje tanto en AC como en DC que

requiere el "EPAT", además incluiremos las ganancias máxima y mínima de los

amplificadores.

51

Para facilitar dichas especificaciones, presentaremos a continuación un tópico que

explica por detallado los requerimientos del sistema.

2.1.2 DIAGRAMA DE BLOQUES DEL EQUIPO

La figura 2,4 muestra el diagrama de bloques generalizado del sistema a diseñarse.

En él se pueden identificar las diferentes etapas del circuito:

Polarización. Este circuito utilizará circuitos reguladores de voltaje positivos y negativos

para proporcionar valores como: +5V3 +8V3 variable de +2V a +8V, +6V, -5V, -8V,

variable de -2V a'-8V, necesarios para la polarización de todo el equipo.

Generador Senoidal Interno-Externo, Esta señal servirá como entrada al amplificador,

para habilitar uno de ellos, se utilizara un selector de 2 posiciones. El generador interno se

lo diseñará en base a un circuito generador de precisión de onda XR2206 en una

determinada configuración. El ancho de banda del generador interno será desde 400Hz

hasta SOKHz, y la amplitud de la señal senoidal variará entre 100 mVpp a 3 Vpp.

La etapa de Sincronización, consiste de un circuito detector de cruce por cero, que se lo

realiza utilizando básicamente amplificadores operacionales.

El circuito general de Barrido, consta de un circuito básico de instrumentación, el cual

utiliza un pulso que permite cargar y descargar a un capacitor.

El Contador, realizado en base a un circuito integrado CMOS CD4040, el cual permite

dividir la frecuencia de entrada de reloj hasta 12 veces. La polarización que maneja este

chip es de +6V aproximadamente.

El Generador de Escalera, es un circuito específico que utiliza el transistor, para obtener

su característica de salida. Se lo realiza en base al circuito integrado 4051, el cual

multiplexa 8 entradas en una.

52

<—'2w

a<

i-! feot-1 : *° £_r «,?i — ' t, A.: <u „,

U • S-Dt_J O

, o'vT^ "d O^~ - ra^-i s- aJ ^^-T a S 0^\ 'u

..S.. 'D

Fig. 2.4 Diagrama de bloques del Equipo

53

La etapa del Amplificador, que para el caso del TBJ usa la configuración en

Emisor Común, y para el JFET la configuración en Fuente Común. Esta etapa utiliza

polarizaciones variables positivas y negativas de +2V hasta +8V; y de -2V hasta -8V

respectivamente, permitiendo además la variación del punto de trabajo del amplificador

haciendo uso de potenciómetros manipulados externamente.

La etapa que permite obtener la Característica de Salida del transistor ; Ic = f(VcE3

-^ IB) ó ID = Í(VDS, la), requiere que una señal de tipo rampa sea aplicada al colector o• ?drenaje del dispositivo. Además utiliza una señal de escalera que se aplicará a la base o

compuerta del transistor. El generador de paso puede producir pasos de corriente, los

cuales son aplicados a la base del transistor bipolar., o pasos de voltaje que son aplicados a

la compuerta del JFET. Estos pasos ocurren a una tasa de un paso por ciclo de señal de

diente de sierra. Para este caso, el canal vertical tomará muestras de corriente, valiéndose

de un resistor colocado en el colector o drenaje; mientras que el canal horizontal tomará

muestras de voltaje. El voltaje medido puede ser VCE para un TBJ o VDS para un JFET.

* Los circuitos que permiten obtener la Característica de Entrada del TBJ IB =

flVsE, ^CE) y ^a Característica de Transferencia del JFET ID = f(Vcs3 VDS), requieren

para tal propósito que una señal de barrido sea aplicada a la base o compuerta del

transistor, y además se apliquen voltajes DC constantes al colector o drenaje. Para ambos

casos el canal horizontal del osciloscopio tomará muestras de voltaje, mientras que el canal

vertical tomará muestras de corriente.

A continuación se presenta un bloque completo que representa la etapa de~^k -.

Muítiplexación de Señales, la cual es indispensable para poder visualizar

simultáneamente todas las curvas de los transistores descritas anteriormente. Esta etapa

está compuesta por 3 etapas fundamentales;

a) Mux Recta de Carga, la cual nos permite mediante una adecuada conmutación

visualizar simultáneamente en el osciloscopio: la señal de base o compuerta (según

54

<*>

el dispositivo), señal de salida y la recta de carga del amplificador en estudio. Esta

multiplexación se la realiza utilizando el circuito integrado 4053, el cual se encuentra

manejado por relojes de 1/4 y 1/8 veces la frecuencia del reloj básico.

b) Mux Terminales del Transistor, el cual nos permite multiplexar (conmutar)

temporalmente los distintos estímulos (voltajes y corrientes) que ingresan o salen de

los terminales del transistor en estudio, todo esto nos sirve para poder visualizar

simultáneamente en el osciloscopio las diferentes curvas características del transistor

en estudio. Esta multiplexación se hace utilizando el multiplexer 4052, el cual es

controlado por relojes de 1/32 y 1/64 veces la frecuencia del reloj básico.

c) Mux Salida al Osciloscopio, etapa culminante, puesto que nos permite visualizar

en el osciloscopio las 5 curvas "simultáneamente" del dispositivo en estudio. Al

igual que en la etapa anterior la conmutación usa el circuito integrado 4052 y los

relojes son de 1/32 y 1/64 veces la frecuencia básica.

Cabe dar nota que todos los circuitos integrados multiplexadores de señal utilizados

en este equipo, se alimentan con una polarización de +8V y -8V? voltajes necesarios para

obtener un correcto funcionamiento del dispositivo; y consecuentemente del equipo en

mención.

55

2.2 GENERADOR DE SEÑAL INTERNO.

La fuente de excitación es parte fundamental en este equipo, pues sus

características serán de utilidad en casi todo el diseño del sistema. La señal generada

por esta fuente servirá como entrada en la etapa amplificadora, y será usada como

base para las etapas de sincronismo.

El generador de señal debe presentar posibilidades de variación sencilla de sus

parámetros, frecuencia y amplitud. Muchos de los osciladores realimentados operan

sin atenuación en rangos de frecuencia no mayores a dos décadas, lo cual imposibilita

las condiciones técnicas del equipo (f^ = 400 Hz, fm^ =100 KHz).

La alternativa que consideramos más aceptable para la implementación del

generador de entrada consiste de un circuito específico en base al generador de

formas de onda XR2206 (ECG962).

El XR2206 es un circuito integrado generador de funciones capaz de producir

formas de onda senoidal, cuadrada, triangular y pulsos de alta calidad, estabilidad y

exactitud. Las ondas de salida pueden ser modificadas, tanto en amplitud como en

frecuencia mediante un control de voltaje externo, teniendo un muy pequeño efecto

de distorsión.

Para el caso específico de nuestro equipo, el XR2206 será usado como

generador interno de señal senoidal, de frecuencia seleccionable externamente en un

rango entre 400 Hz y 80 KHz, y de amplitud variable entre unos cuantos milivoltios y

2 Voltios como máximo. Un generador de características similares al descrito presenta

baja distorsión, amplio rango de barrido y estabilidad térmica.

Haciendo uso del XR2206, el circuito que cumple con las condiciones antes

mencionadas se muestra a continuación :

6 Tomado de "GUÍA PRÁCTICA DE LA ELECTRÓNICA :Circuitos especiales",John Markus, McGraw-Hill, pp. 61

56

Q < = 10~SF5 ~ 250Ka*400Hz

C5 < 10 nF ;

considerando además el rango de estabilidad térmica, tendremos :

l n F < C 5 < lOnF (2.2)

Sin embargo es necesario considerar que, si bien con un capacitor de valor

comprendido en el rango dado por (2.2) y conR.5 a tope (es decir 250 KQ), el circuito

será capaz de producir una señal de frecuencia similar a 400Hz, para el caso de

obtener una frecuencia mayor, bastará con variar Rs (específicamente reducir su valor

de resistencia). El inconveniente surge cuando RS ha llegado a su límite físico, para el

cual Rs = OQ. Si se aplicase la ecuación (2.1) con cualquier C$ dentro del rango

establecido, ÍH matemáticamente sería de frecuencia infinita ; en la práctica el valor de

fH se encuentra limitado por la respuesta del XR2206 (entre 400KHz y IMHz). El

hecho de tomar como frecuencia superior del circuito que se describe aquella dada

por el XR2206 quizá se convierta en un limitante posteriormente, en la operación de

otros bloques del equipo que incluyan circuitos integrados u otros elementos de

respuesta de frecuencia menor, lo cual ocasione errores en su funcionamiento; por

este motivo nos vemos en la necesidad de limitar la frecuencia superior fu del circuito

generador senoidal.

Asumiendo ÍH ^ SOKHz, será necesario entonces lograr que Rs llegue a su

nivel físico inferior, pero su correspondiente valor sea distinto de cero ; esto se logra

adicionando una resistencia fija en serie a R¿ de un valor relativamente bajo. Tomando

a esta última como 1.2KQ7 (valor que por el extremo mínimo reemplazará a R¿)s se

obtiene ;V.

foH ^ 80 KHz

1SOKHz >

1.2KH* C5

7 El valor de 1.2KQ lo hemos considerado expresamente para limitarel rango de selección de C5

58

C5>10.4nF (2.3)

Considerando las expresiones (2.2) y (2.3), obtenemos :

lnF< 10nF<C5.

Como se observa, el diseño supera el límite inferior para estabilidad térmica. Elegimos

C5 = 20nF.

La amplitud máxima de la señal de salida varía de forma inversamente

proporcional al resistor R2 conectado al pin 3 del XR2206. La intención de conectar a

RI el resistor variable RS de la forma que se muestra en la figura 2.5 es lograr que la

señal de salida del circuito tenga un nivel de referencia con posibilidad de variación, lo

cual lo hace aún más funcional.

La amplitud de la señal de salida del generador varía lineaimente con la

aplicación de voltaje al pin 1 del XR2206 para valores de polarización DC entre 4 y

12V. La variación de amplitud de la señal de salida será fácil en el circuito de la figura

2.5, mediante la manipulación del resistor variable R¡ cuyos extremos serán

conectados a sendas fuentes de polarización +5V y -5V. El terminal variable de Rj va

conectado al pin 1 a través del resistor Rlt Se ha tomado R^ = 100KO y RI = 33KQ a

fin de limitar la corriente de entrada al pin 1.

El resistor R$ controla la forma de onda de salida del circuito generador

(triangular si RÓ = °° o senoidal si RÓ es un valor finito). Se ha elegido Ró=300Q.

Los valores correspondientes a Ca y Cs son lOaF y 0.1 pF respectivamente8.

^El circuito completo, incluidos los elementos con sus correspondientes valores

se muestra a continuación en la figura 2.6.

Finalmente, es necesario mencionar algunas consideraciones:

6 Tomado de "GUÍA PRÁCTICA DE LA ELECTRÓNICA :Circuitos especiales",John Markus, McGraw-Hill, pp. 61

59

Fig, 2.6. Generador interno que cumple con los requerimientos del diseño

La impedancia de salida del circuito de la figura anterior es, de

aproximadamente 200O? lo cual puede limitar la utilización de éste para más de

una aplicación. Para evitar los efectos que pueda ocasionar la impedancia de

salida del generador (interno o externo) en otras etapas del equipo,

consideramos necesaria la inclusión de un seguido unitario, implementado en

base al amplificador operacional LF347. La muy baja impedancia de salida que

presenta esta configuración (no mayor a ID) permitirá la utilización de Vo

proveniente de este circuito mostrado en la figura 2.6 en más de una aplicación

simultánea. El seguidor unitario tiene una impedancia de entrada alta, lo cual lo

convierte indirectamente en medio de protección en caso que su entrada sea una

señal cualquiera de voltaje alto.

El equipo a construirse, a más de disponer de un generador de señal interno,i.

debe incluir la posibilidad de usar un generador de onda externo que

seguramente brinde mayores posibilidades en cuanto a formas de onda,

frecuencia y amplitud, siempre tomando en cuenta las consideraciones indicadas

al inicio de este capítulo respecto a las condiciones de funcionamiento óptimo

del equipo.

60

• Por lo anteriormente expuesto, hemos considerado la adición de un selector de

generador externo-interno que permita el funcionamiento de una u otra forma,

inhibiendo el opuesto.

En base a las consideraciones expuestas, la etapa de generador de señal se

muestra en la feúra 2.7.

GENERADORINTERNO

Vo'

+5VQ

Ver

GENERÁBOREXTCRWO

LF347N

11o

-5V

Vo

Fig. 2.7. Esquema de la etapa de generador de señal.

2.3 CIRCUITO DE SINCRONISMO Y TEMPORIZACION.

El EPAT presentará como resultado final la visualización en la pantalla del

osciloscopio de algunas señales de distinto tipo en lo que se refiere a su naturaleza, a

saber :

Características estáticas de un TBJ ó FET : característica de entrada, salida o

transferencia, las cuales son propias de cada dispositivo.

Características dinámicas de los mismos : señal amplificada de salida y entradas

de base y compuerta y rectas de carga, relativas al funcionamiento de los

transistores mencionados en su acción amplificadora, propias de cada transistor

pero dependientes también de los voltajes de entrada.

Como se explicó en la sección 2.1, la graficación de todas las señales

requeridas para obtener el resultado deseado en el oscíloscopio se realiza mediante la

técnica de multiplexación o conmutación electrónica, aplicada tanto a los terminales

del transistor de prueba como a los canales de entrada al osciloscopio, y los elementos

fundamentales para este fin son los nndtiplexers analógicos 4051, 4052 y 4053. El

funcionamiento de estos circuitos integrados es similar y consiste básicamente de una

conmutación temporal de señales aplicadas a n entradas del circuito, dicha

conmutación temporal es comandada por una ó más señales de control de niveles

lógicos (TTL) también requeridas por los nntx, como se explica en la sección 2.1.2.

Por otra parte, con el fin de obtener una imagen estacionaria en la pantalla de

las formas de onda de entrada, base, compuerta y/o salida de los amplificadores

implementados con los transistores de prueba, las cuales serán aplicadas al canal de

referencia X, es necesario que al canal Y se aplique una forma de onda cuyas

características sean similares a la señal diente de sierra de la -unidad de base de

tiempos presente en todos los osciloscopios modernos, cuyo período sea un múltiplo

del período de la forma de onda aplicada9, a fin de lograr una sincronización perfecta.

El objetivo de esta etapa consiste en proveer a las diferentes etapas de

multiplexación de las señales de control que requieran, en base al generador de onda

de entrada, sea este externo o interno, y además generar una señal diente de sierra que

cumpla con los requerimientos para la visualización de las formas de onda de los

amplificadores a transistor.V.

La descripción, análisis y diseño de esta etapa se realizará a continuación en base a los

siguientes circuitos fundamentales : Circuito de Sincronismo y Circuito de

Temporización.

9 En caso que esto no ocurra, se producirá un movimiento continuo dela forma de onda, dando la impresión que se desplaza hacia laderecha o hacia la izquierda

62

*2.3.1 CIRCUITO DE SINCRONISMO.

Haciendo uso del generador de señal de entrada seleccionado (externo o

interno), este circuito detecta los cruces por cero de la forma de onda de entrada y los

transforma-en transiciones positivas y negativas alternadas de una señal tipo TTL.

La implementación más sencilla y de mejores resultados para este circuito

consiste en un detector de cruces por cero en base a un amplificador operacional,

cuyo terminal no inversor será conectado a OV y su terminal inversor al voltaje de

entrada. Debido a que la señal de entrada tiene la facilidad de cambiar de frecuencia

externamente., el detector de cruce por cero debe estar en capacidad de responder

correctamente dentro del rango de frecuencias entre 400Hz y IQOKHz. Un

amplificador operacional que responde de manera aceptable dentro de el rango

indicado es el LF347N, cuya razón de cambio (SR)10 no es considerable para la

frecuencia de lOOKHz (caso crítico).

En la figura 2.8 se muestran las formas de onda a la entrada y a la salida del

detector de cruce por cero. Como se observa, cada cruce por cero de la señal de

entrada se convierte a la salida del circuito en una transición positiva o negativa según

la polaridad de la señal de entrada previa al cruce por cero. Sin embargo, como se

aprecia en la figura 2.8 los niveles de amplitud positiva y negativa de la señal de salida

del detector impiden que ésta pueda ser usada directamente en algún circuito lógico.

Para solucionar este problema la señal Vo' de la figura 2.8 se aplica a una red

rectificadora" compuesta por un diodo y un resistor, de este modo todo tramo por

debajo del nivel OV de Vo' permanecerá en cero hasta que se produzca un cambio

hacia un tramo positivo, en cuyo caso la señal de salida tendrá un nivel alto, dado por& la polarización +V del LF347, si éste es de 5V entonces la salida por alto es

reconocida como IL (no es precisamente 5V si consideramos los 0.7V que se pierden

por efecto de la conducción del diodo) por cualquier circuito digital a usarse

posteriormente.

10 Medida de la rapidez con la cual puede cambiar la señal de salida.63

El circuito de sincronismo final se presenta en la figura 2.9, en la cual se ha

incluido a la salida un seguidor de tensión, para reducir la impedancia de salida del

detector de cruce por cero. El diodo DI debe ser de respuesta rápida para no reducir

la rapidez de cambio de la señal de salida del circuito.

-5V

Fig.2.8. Formas de onda de entrada y salida para el Circuito de sincronismo.

Yin

A AV \

Fig. 2.9 Circuito de Sincronismo. Diseño final

2.3.2 CIRCUITO DE TEMPOR1ZACION.

El circuito anterior presenta como resultado una señal TTL de frecuencia

idéntica y perfectamente sincronizada con la forma de onda proporcionada por el

generador (CLK). La finalidad del presente circuito consiste en proporcionar un

conjunto de señales TTL submúltiplos de frecuencia de CLK, las que serán usadas

más adelante en las etapas de multiplexado.

CLK-+5V

l<q rJ LF34

9>

107N

arrr^- s iít T,FWW

AÜ1>^-

I1 1-5V

-o Si

Fig. 2.10. Circuito de temporización.

Existen algunos circuitos integrados digitales capaces de lograr la división de

frecuencia de una señal de entrada de frecuencia constante, a saber : contadores de

módulo 5 ó 10 (7490), módulo 6 ó 12(7492), módulo 2, 4, 8 ó 16 (7493), contador

hexadecimal CMOS 4040, los cuales pueden ser aplicados teóricamente para el fin

que perseguimos ; sin embargo hemos optado por el circuito CMOS 4040 debido a

que presenta la facilidad de dividir la frecuencia de la señal de entrada hasta en 4096

veces (más que los demás mencionados), siendo además menos sensible al nivel de la

señal de entrada debido a que la tecnología de su fabricación CMOS permite niveles,

tanto de entrada como de salida, entre 3 y 15V. Cada una de las salidas del 4040 que

se usan como entradas para más de dos etapas del equipo van conectadas a un

seguidor de tensión para contrarrestar las relativamente altas impedancias de salida

de dicho circuito integrado. El circuito de temporización total se indica en la figura

2.10.

2.4 CIRCUITO BE BARRIDO.

La visualización en la pantalla del osciloscopio de cualquier señal de voltaje,

corriente o potencia, conectada a la entrada en cualquiera de los canales de entrada

(verticales) de un ORC en función del tiempo, es posible si las placas deflectoras X

son excitadas con una diferencia de potencial proporcional a una forma de onda en

diente de sierra proveniente de un circuito generador de base de tiempos. Este circuito

se basa en el principio de que la tensión de un condensador varía linealmente cuando

se carga o descarga con una corriente constante.

Las características principales de la señal diente de sierra requerida son

At K

puntode

origen

Fig. 2.11. Forma de onda diente de sierra

El tiempo de subida ó tcarga es mucho mayor que tdescarga, de modo que :

tcarga ~ At. \^¿. 4 J

La corriente de carga del circuito es constante, y de acuerdo a (2.4) se define

mediante la ecuación :

66

AV

At(2.5)

En el sistema de deflexión horizontal del osciloscopio definido por una señal en

diente de sierra, puede darse el caso de que cuando el haz electrónico vuelva al punto

de origen para comenzar un nuevo barrido, la forma de onda que se pretende

visualizar no se encuentre en el mismo punto que se hallaba al comienzo del barrido

anterior. Esto se manifiesta en la pantalla como un movimiento continuo de la forma

de onda, dando la impresión de que se desplaza hacia la derecha o hacia la izquierda a

una velocidad que depende de la frecuencia de la señal y de la duración del diente de

sierra. Por esta razón la mayoría de osciloscopios inician el barrido con el

consiguiente inicio de diente de sierra, de este modo se logra que la forma de onda se

visualice en forma estática.

Si lo que se busca es visualizar una señal ingresada a uno de los canales de

entrada del osciloscopio usando una señal diente de sierra externa aplicada en el canal

de entrada restante mediante la opción X vía B^ como se observa en la figura 2.12,

hay que considerar lo siguiente :

• la señal diente de sierra externa debe estar sincronizada con la señal de entrada,

a fin de que ésta se observe en forma estática (figuras 2.12(a) y 2.12(b)).

Señal de entrada Canal A

Señal de barrido Canal B

67

Señal de barrido Canal A

Seña! de entrada Canal B

(b)Fíg, 2.12 Visualización en el osciloscopio de una señal periódicausando un barrido externo : (a) en el canal A, (b) en el canal B.

el número de períodos de la señal de entrada que se pueden visualizar en el

osciloscopio se define según la relación de frecuencia entre ésta y la señal de

barrido (figura 2.13).


Señales de entrada Canal B

Fig. 2.11. Número de períodos visiblesde la forma de onda de entrada según el barrido externo.

la amplitud del diente de sierra define la longitud de la señal a visualizar (figura

2.14).


Señal de entrada Canal B

Fig. 2.13. Longitud de la forma de onda de entradasegún la amplitud del diente de sierra externo

Si el tiempo de descarga tdescarga de la señal de barrido no es lo suficientemente

pequeña, la presentación en la pantalla del osciloscopio de la señal de entrada

puede incluir algunos trazos incorrectos, como se observa en el ejemplo en la

figura 2.14.


Señal de entrada Canal B

Fig. 2.14. Grafícación de una señal senoidal usando un barrido externo cuyo tiempo de descarga esinadecuado.

69

La principal forma de uso del circuito generador de diente de sierra dentro del

equipo consiste en lograr la visualización de señales periódicas características en un

circuito de amplificación, como por ejemplo : señal de entrada, señal de salida del

amplificador, señal de base o compuerta, etc., usando un barrido externo, como se

indicará posteriormente.

El circuito que se muestra en la figura 2.15 es un integrador en base a un

amplificador operacional, cuya señal de entrada es un voltaje continuo (positivo o

negativo) e incluye un sistema de reinicialización (retorno al nivel de inicio), que

provee de ciertos niveles de voltaje a la base de un transistor para que trabaje en

modos de corte y saturación, ello es necesario para facilitar la sincronización entre la

señal obtenida por este circuito y la señal de excitación del equipo. La integración de

un voltaje constante permite la carga de corriente constante del capacitor Ci lo cual

produce una señal de salida tipo rampa lineal. El ascenso de la rampa se mantiene

hasta que el transistor Qi es estimulado en su base por una señal de excitación, V&,

que hace que la juntura colector-emisor de Qi pase del estado de corte a saturación,

logrando de este modo acelerar la descarga de Ci hasta el nivel de voltaje de inicio,

repitiéndose el ciclo. La señal Vx debe guardar relación con el generador de entrada

del equipo y por lo tanto hará uso, como se analizará más tarde, del circuito de

temporización de la etapa de sincronización. La rapidez del tiempo de descarga

depende principalmente de la respuesta de conmutación de Qb y esto evita que el

tiempo de descarga de la señal diente de sierra sea considerable dentro del rango de

respuesta del equipo.

En el circuito de la figura 2.15, cuando Vx es cero, la señal de salida VB(Í) se

expresa matemáticamente mediante la ecuación

[V] (2.4)

70

El período de carga tcarga del circuito se define únicamente por el tiempo para el

cual el transistor Qi se encuentra en la región de corte , de modo que para t = tcarga,

v0 tiene su máximo valor, VP, como se indica en la ecuación 2.5.

\r _~~Vt.. _c a r B°.

R,C,(2.5)

Sin embargo, como se observa en la ecuación 2.5 el valor máximo Vp es

función directa de tcarsa el cual, como se explicó, proviene del circuito que provee de

Vx al integrador (circuito de reinicialización) y que depende del generador de

excitación de entrada.

VxOO

1

Vx(t)

Fig. 2.15 Circuito inlegrador. Formas de onda de la señal de reinicialización Vxy de barrido VB

El proceso de diseño del generador de barrido lo realizaremos aplicando todos

los criterios y consideraciones hechas a lo largo de este punto. Se mostrarán en el

osciloscopio dos períodos de las formas de onda características de los amplificadores

(señales de base, compuerta y salida) en base a los transistores bajo prueba, por lo

tanto el período de la señal de barrido es el doble que aquel proporcionado por el

En la región de corte, la uniones de colector y emisor seencuentran ambas polarizadas inversamente, lo que produce unacorriente de colector despreciable, como se indica en la figura 1.7.

71

generador de entrada; la amplitud máxima de la señal de barrido está dada por el

nivel de saturación de la salida del amplificador operacional (V* ó V") que es ±5V.

Inicialmente supondremos que la frecuencia del generador es de 400Hz, para

este caso la frecuencia del diente de sierra será 200Hz, y por tanto su período 5ms, si

en la ecuación 2.5 logramos que coincida el período de carga tcarga con el producto

RiCi, el voltaje pico de la señal de barrido VP dependerá únicamente del voltaje

continuo de entrada. Puesto que, por condición del equipo, la frecuencia del

generador no puede ser inferior a 400Hz, el producto RiCi será siempre inferior a

tcarga y por ello el voltaje pico para cualquier frecuencia superior del generador es

proporcional al producto Vi t, siendo t el período de carga para dicha frecuencia

superior, y por tanto inferior a V¡. Si V¡ es un valor DC negativo la señal diente de

sierra será siempre positiva. Elegimos Vi = -9V, el valor VP por seguridad n se ha

elegido igual a 3V. En la ecuación 2.5, C\ InF, tcarga — 5ms. El valor de RI se

obtiene entonces de la expresión :

3*5msRl = -—— =15MH

InF

La intención de comenzar el diseño con la frecuencia mínima de respuesta del

equipo, ha sido realizar la siguiente observación: en las ecuaciones 2.4 y 2.5 el voltaje

de salida del integrador es función directa del tiempo de carga, cuyo valor máximo

está dado por la frecuencia mínima de trabajo del generador, de modo que para una

frecuencia distinta del generador (siempre superior) el voltaje pico correspondiente

será siempre inferior que aquel VP a 400Hz. Si bien este efecto puede resultar práctico

en el sentido de que, al usar VB(Í) como señal de base de tiempos (barrido externo)

para una forma de onda periódica y aplicándolo en uno de los canales del osciloscopio

(forma X vía B), el cambio de frecuencia de dicha forma de onda se manifiesta como

una disminución proporcional del período visualizado de manera similar a lo que se

indica en la figura 2.14, el rango de funcionamiento del equipo (400Hz hasta lOOKz)

da lugar a que para frecuencias bastante mayores que 400Hz, digamos lOKHz, la

12 Los valores seleccionados VP y Vi en el circuito son los que en lapráctica han ofrecido los mejores resultados.

72

visualización de este tipo de señales resulta bastante complicada, pues la diferencia de

tiempos de carga y por consiguiente de los voltajes pico para las frecuencias

mencionadas es bastante notoria, de hecho su observación en el osciloscopio sería un

trabajo infructuoso. Por este motivo hemos creído necesaria la utilización de un

método que permita que VB(Í) presente variaciones respecto al cambio de frecuencia

menos radicales.

Una forma de lograr este objetivo consiste en hacer que RI ó Ci cambien de

manera similar con respecto al tiempo de carga dado por la frecuencia del generador,

del circuito de la figura 2.15 se concluye que es más práctica la variación de RI

respecto a tcar8ay por ello hemos convenido la presencia de un conjunto de resistencias

que, mediante la acción de un selector manual se conseguirá que el circuito integrador

obtenga el producto RixCi adecuado para la frecuencia prevista. Debemos considerar

que el rango de frecuencias de trabajo (400Hz a lOOKHz) es relativamente grande y

esto implicará la necesidad de usar un número considerable de posiciones del selector,

para así evitar un excesivo decrecimiento de la amplitud de la señal diente de sierra

cuando para su generación se use un tcarga bastante pequeño.

Por conveniencia usaremos un selector de 10 posiciones conectado dentro del

circuito integrador como se indica en la figura 2.16. Los valores Rn a RUÓ han sido

escogidos para un conjunto de diez frecuencias patrón que abarcan todo el rango de

trabajo. El valor de resistencia en ohms para cada una de ellas se obtiene a partir de la

ecuación :

que proviene de despejar RI de la ecuación 2.5 ; tcaííjax depende de la frecuencia

patrón : tcargai es el correspondiente cuando el generador de entrada tiene una

frecuencia de 400Hz, fswl, para este valor Rll = 15MO. Como ejemplo consideremos

f¿,tín — IKHz, toarla ~ 2/facn, &n la ecuación 2.6 :

2msRp =3*

'" InF

73

Vin

ttJ

Vx(t)

vo

Pí

C-l CO TT

óT(2?¿T

UUL

\4<!>y>* •, '¿íóSb

< < <"< 2

c-- oo o\r

11j

T^^lECG91

G!IIIIInF

9+V

"^^_" ^

1 — IY " v>Ro> ^ ¿~V

7

9+V

r---jiwgiR \ U • i ^^

ri T J^

B' D! ^

R3>63 ¿-V

VB©

JL

Fig. 2.16 Control de frecuencia de la señal de barrido VB

en base a un selector de 10 posiciones

En la tabla que se indica a continuación se muestran las frecuencias patrón, con

los valores respectivos de RIX obtenidos de manera similar que en el ejemplo anterior.

FrecuenciaPatrónSOOHz

IKHz

2KHz

5KHz

lOKHz

20KHz

40KHz

SOKHz

60KH2

SOKHz

tcarga(ms)

4

2

1

0.4

0.2

0.1

0.05

0.04

0.033

0.025

Rix

Ru=15Mn

R12= 6MD.

Ris = 3MQ

RI4=1.2Mn

R15 = 600KQ

Ri6 = 300Ka

R17=150KQ

R1S = 120KÍ1

Ri9=100Kíl

R110 = 75K-Q

Tabla 2.1 Valores R!x para cada paso de frecuencia

74

En la figura 2.16 se observa la adición al circuito integrador de una red formada

por el diodo DI, el resistor Rs y un amplificador operacional. La red formada por DI y

R3 sirve para eliminar cualquier voltaje DC adicional que por efecto del integrador

pueda afectar la forma esperada de la salida. El amplificador operacional en la

configuración de seguidor unitario se usa para que la señal de salida del integrador VB

pueda ser utilizada por más de un bloque posterior,

Por último hay que determinar el circuito de reinicialización. Este circuito

consiste en un sistema que genera una señal de pulsos, Vx sincronizada con una de las

salidas divisoras de frecuencia del circuito de temporización ; Vx aplicada a la base del

transistor Qi (en la figura 2.15) hace que éste trabaje en modo de conducción y no

conducción. Puesto que los terminales C y E de Qi se hallan conectados al capacitor

Cj, el circuito de reinicialización cumple la siguiente función : cuando Vx — OV, el

transistor Qj se encuentra en estado de corte, Ci puede cargarse libremente; el

tiempo para el que Vx — O es igual que tcarga. Si ahora Vx — 1L, Qi llega ahora al

estado de conducción, esto hace que Ci se descargue a través de la juntura C-E de Qi.

La descarga de Qi debe hacerse en forma instantánea para que el tiempo de descarga

no sea considerable dentro del rango de frecuencias de trabajo. El efecto de un tiempo

de descarga grande produce distorsiones en la visualización de las señales periódicas

que usen el diente de sierra como generador de base de tiempos, un ejemplo de este

efeqí$> se muestra en la figura 2.14.

Partiendo de la condición que el tiempo de descarga no sea grande para ninguna

de las frecuencias dentro del rango de trabajo, el generador de Vx debe proporcionar

una señal de similares características para cualquier frecuencia comprendida entre

400Hz y lOOKHz. Una forma de hacer que el generador de Vx sea prácticamente

independiente de la frecuencia dentro del rango analizado consiste en usar el tiempo

de retardo1" de las compuertas lógicas. Para explicar lo anterior, consideraremos el

circuito dado en la figura 2.17. La señal aplicada a la entrada del circuito es Si

proveniente del circuito de temporización, la utilización de varios inversores

13 Tiempo que transcurre entre la aplicación de una entrada lógica yla aparición de la salida lógica correspondiente.

75

conectados en cascada genera una señal cuyo retardo respecto a la señal de entrada

pueda ser detectado a la salida de una compuerta AND en forma de un pequeño pulso

después de cada transición positiva de Si, cuyo tiempo de duración es de algunas

decenas de nanosegundos el cual va a ser usado por Qj como se indicó anteriormente

para controlar la carga y descarga de Ci.

Si-

7414 [ 7414 i 7414 | 7414 | 7414[ I I I

4- I I +Vx' Vx" Vx" Vx""

Fig. 2.17 Generador de la señal de reinicialización Vx

En el circuito mostrado en la figura 2.17, la intención de agregar un inversor

para obtener Si es que el impulso de la señal Vx se presente en cada transición

negativa de S\, lo cual es indispensable para las etapas de multiplexación. La amplitud

y polaridad de la señal diente de sierra diseñada, podrá ser manipulada más adelante

usando amplificadores operacionales según la configuración circuital conveniente,

esto permitirá que la forma de onda obtenida por esta sección pueda ser aplicada,

como se verá más adelante, en otras aplicaciones.

2.5 CIRCUITOS ESPECÍFICOS PARA EL TBJ.

2.5.1 CIRCUITO PARA OBTENER LA CARACTERÍSTICA DE SALIDA

La característica de salida de un transistor en emisor común representa un

gráfico de la corriente de colector Ic, como función de la corriente de base Iu y del

voltaje colector-emisor VCE- En la figura 2.18(a) se muestra una curva característica,

Ic vs. VCE, para determinarla, las formas de onda como funciones del tiempo tanto de

ÍB como de VCE son indicadas por las figuras 2.18(b) y 2.18(c) respectivamente.

Fíg. 2.18. (a) Característica de salida para un transistor en Emisor común(b) Línea de corriente de Base constante n función de tiempo

(c) Voltaje aplicado al colector del transistor como función del tiempo

77

En la figura anterior notamos que :

Cuando t = to VCE ~ O e

Cuando t = ti VCE = A Voltios e

Cuando t = t2 VCE ~ B Voltios e

Cuando t = ts VCE ~ C Voltios e

1 SecciónCE Horizontal

SecciónVertical

Fig, 2.19 Forma de polarización del transistor de prueba.

Luego, si el transistor de la figura 2.19 es polarizado con una tensión de

voltaje rampa igual al de la figura 2.18(b) y se introduce una señal de corriente de

base igual al de la figura 2.1S(c)3 la señal de VCE obtenida se la introduce en el canal B

y el voltaje que se produce sobre RE en el canal A. Tomando la función X vía B del

osciloscopio se obtiene una curva similar a la indicada en la figura 2.18(a).

Las siguientes ecuaciones representan el comportamiento de un transistor

conectado en emisor común, para el cual p es la razón de variación de la corriente de

colector a la de corriente de base, para un VCE constante.

U1B

'E = /C +

VRE ~ ÍE I

ÍB = ic/P

= (Je + /B)

VR£ Oc+ p ) ' R E I G ^ p J - R E (2.7)

Puede generalizarse el caso para el cual (3»1, de este modo la ecuación

anterior se transforma con mucha aproximación en la siguiente.

VRE~/cRE (2.8)

si elegimos RE — 100Q, obtenemos que

La señal VRE es tomada como entrada del canal A, de modo que para obtener

en el osciloscopio /c debe presentarse una escala adecuada que sea correspondiente.

Si por ejemplo la región lineal de la figura 2.18(a) presenta un voltaje de A voltios, la

correspondiente corriente de colector matemáticamente se define como A/100

amperios.

El aumento deliberado de VCE en la figura 2.18(b) puede ocasionar que el

transistor llegue a la región de ruptura , esto se puede evitar limitando el pico del

voltaje colector emisor.

La correcta visualización de la característica de salida se obtiene haciendo que

el voltaje vc sea periódico y su límite, VP lo suficientemente grande para definir

correctamente todas las regiones de funcionamiento del transistor. Por estas

consideraciones, resulta conveniente la utilización de la señal obtenida por el circuito

de barrido, VB(Í) amplificada adecuadamente.

Si la corriente de base presenta diferentes valores en forma de escalera

periódica y la tensión VG la forma de una señal de barrido se presenta el efecto

mostrado en la figura 2.20(b), en ella se observa además que cada escalón de la

corriente de base tiene un tiempo -de duración idéntico al de la señal de barrido

aplicado al colector del transistor bajo prueba, TBP. Si las frecuencias, tanto de /"B

como de VCE son lo suficientemente altas, se podrá observar en la pantalla del

79

osciloscopio un trazo aparentemente instantáneo para la vista, mostrándose todas las

curvas simultáneamente.

IB (m A)

/B7

/Rfi

/B5

Á[U

/B3

'B2

?B1

Vr

V

to ti t2 ts

Ic(mA)

t(ms)

Í6 tv to ti t-2 ts Í4

(a)

CB7

£B4

->VCE(V)

(b)Fig. 2.20 (a) Señales aplicadas al Colector}' emisor del transistor

(b) Curva característica de salida del transistor

80

El diagrama básico para obtener la característica de salida es :

Colector

n

tr1

Fig, 2.21 Diagrama simplificado del circuito generadorde la característica de salida de un TBJ

Circuito Generador de Escalera de Base.

La función de este circuito consiste en proporcionar a la base del TBP un

conjunto discreto de corrientes de base que se presentan en forma de una escalera

periódica. El número de escalones provisto por el circuito generador de la escalera

determinará más tarde el número de curvas a visualizarse en la característica de

salida. Este circuito utiliza un voltaje continuo como entrada y un conmutador

análogo (multiplexer analógico) de n entradas por una salida; a cada entrada del

conmutador se conecta un resistor, de cuyo valor dependerá indirectamente la

corriente de base obtenida; la salida del conmutador se aplica a un amplificador

operacional que permitirá amplificar o atenuar la señal de entrada hasta lograr el nivel

necesario para cada valor de corriente de base requerido.

El esquema del circuito generador de la escalera de base se muestra a

continuación:

81

GND

Fig, 2.22 Circuito generador de escalera de base

Como se observa en la figura 2.22, el generador de escalera está constituido

básicamente por un amplificador inversor, cuya ganancia se halla definida por la

relación RF/RX donde Rx es una de las resistencias conectadas a las entradas del

conmutador analógico.

El conmutador analógico a usarse es el circuito integrado CD4051 de 8

entradas y una salida, requiere además de 3 entradas de control de niveles TTL, de las

que depende la elección de una u otra entrada. Debido a que el tiempo de duración de

cada escalón debe ser igual o múltiplo que aquel de la señal rampa aplicada al colector

del TBP (el cual es de naturaleza idéntica a la señal obtenida por el circuito de barrido

VB), entonces la señal de mínima frecuencia que puede usarse es 82, proporcionada

por el circuito de temporización. Las otras dos restantes señales de control

corresponden a las salidas 83 y 84, proporcionadas por el mismo circuito. Los niveles

de voltajes de cada escalón para obtener las respectivas corrientes de base se obtienen

del análisis de la siguiente malla :

9* Referencia

Fig. 2.23 Determinación de los parámetros de la escalera de base

82

En la figura anterior el valor del primer voltaje de escalón, Vso, asumida una

cierta corriente de base, ÍBX se obtiene a partir de la ecuación :

V s x = V f l H + R B - i B X (2.9)

el nivel de voltaje correspondiente cuando IB = O, Vso = VBE = 0.6 V. .

La característica de salida del transistor requiere que el eje vertical se

encuentre escalado en unidades de corriente (miliamperios por ejemplo). Debido a que

en el mercado existen transistores cuya relación de amplificación de corriente o P va

desde unas pocas decenas hasta más de 300, el hecho de considerar un conjunto de

corrientes de base fijas obligaría que la característica de salida, en especial el

parámetro de corriente de colector, alcance valores inaccesibles para este diseño. Por

este motivo es aconsejable establecer un escalamiento fijo del eje vertical ,lmA por

división por ejemplo, de modo que la relación de corrientes se fije mediante un

conjunto de resistencias a manera de selector según el (3 propio del transistor de-

prueba.

Asumiendo que el eje Y presenta un escalamiento de 2mA por división para la

escala de voltaje de IV por centímetro, y puesto que el eje Y positivo en la pantalla

del osciloscopio presenta 4 divisiones (4cm), la máxima corriente de colector a

visualizarse por el equipo no debe exceder de SmA, cuya medida de voltaje es de 4 V.

1*c*K-1— (

L Ver

tica

l

ro73uf]w

|-i-i'Í' •¡•¡•¡•i- .;.;.;.;.

. . . ii

•í'í'í'!'

'«.A .lllít

•!•!•!'!

/L2

• . . . .

VV4

Ve*•f

. . i .ii

•!•!•!•!•

Y 6V ' 8

í

.;.;.;.;.

v :

Escala Horizontal: 2-V/div

Fig. 2.24 Visualización en la pantalla del osciloscopiode una curva de la característica de salida para un transistor de prueba

83

En la figura 2.24 se indica una curva característica de un transistor cualquiera,

cuya corriente de base va a determinarse según el p particular de dicho transistor,

sabiendo de antemano que esta curva presenta en su región lineal una corriente de

colector de 4mA. Para un VCE determinado, la iB que origina esta curva se define

inmediatamente de la relación :

ÍB = 4mA/p.

Si se ha elegido un transistor cuyo p es exactamente 100, la correspondiente ÍB es

40uA, si el p del transistor es ahora 200 la nueva ÍB es 20¡_iA. Resulta más práctica,

por lo tanto, una variación de las corrientes de base según el P del transistor de

prueba y esto se logra mediante la adición a la salida del Circuito Generador de

Escalera de resistencias de valores específicos establecidas previamente según un

rango adecuado de betas típicos (20, 100, 200, por ejemplo), usando transistores

patrón .

Como un ejemplo de este diseño consideramos un transistor ideal cuyo beta es

200, la primera curva tendrá un nivel máximo de ImA, de modo que la ÍB

correspondiente es 5[iA; las siguientes curvas serán por consiguiente 10, 15, 20,

25u,A, etc. Los valores de ÍB obtenidos sirven para fijar las amplitudes de cada escalón

de voltaje aplicado a la base definiendo de antemano la resistencia RB que servirá para

un rango de betas similares.

Del mismo modo se ha considerado otros transistores patrón cuyos betas son

20, 200 y 300. Para cada uno de ellos la primera curva de la característica de salida

tendrá como máximo ImA, aplicando la relación anterior, la primera curva se

obtendrá a partir de :

ÍBI = 50|iA para p = 20

ÍBI = lOiiA para P = 100

ÍBI = 5uA para p = 200

iui = 3.3fiA para p = 300

En base a estos valores se fijará la correspondiente RB. Las curvas superiores se

realizarán usando los múltiplos consecutivos de iBi en cada caso.

84

La diferencia del primero al segundo escalón la asumiremos de 0.2V, cualquier

nivel de voltaje inferior a 0.6V, que es el primer escalón produce corrientes de

colector lo bastante inferiores como para considerar que el transistor no llegue en

ningún momento a la región lineal de la característica de salida. Para el circuito de la

figura 2.23, Vsi = O.SV, la resistencia de base para (3 = 20, RB20o por ejemplo, se

obtiene de la relación 2.9:

B-B20 = (O.S-0.6)/50pA = 4KQ, las restantes resistencias se obtienen de manera

similar :

(0.8-0.6)/5jjA= 40KQ

RBBOO - (0.8-0.6)73. 3 fiA = 60KQ

Una vez fijados los resistores de base se procede a determinar los niveles de

escalón consecutivos :

VB2 = 0.6 + (2-50uA) 4KO = IV para p = 20

VB2 = 0.6 + (2-10uA) 20KÍ1 = IV para (3 = 100

Como se observa el nivel de voltaje de cada escalón es independiente para

cualquier transistor. Los restantes niveles de escalón se determinan de manera similar

y se muestran en la siguiente tabla:

Nivel VBEVBO

VBI

VB2

VB3

VB4

VB5

VB6

VB7

Voltajerespectivo

0.6V

0.8V

l.OV

1.2V

1.4V

1.6V

l.SV

2.0V

Tabla 2.2. Niveles de la señal escalera.

85

El voltaje de entrada del circuito es -SV y RF se asume como 1KQ para el

amplificador inversor. El nivel de salida del amplificador inversor se define mediante

la relación VBx = S-(l KQ/RSX) donde RSx es cualquiera de las resistencias

conectadas al conmutador analógico.

A continuación se definen los valores correspondientes para

Rso = 8000/0.6 =

Rsi = 8000/0.8 = 10KQ

RS2 = 8000/1.0 = SKO

Rs3 = 8000/1.2 = 6.

RS4 = 8000/1.4 = 5.

RS5 = 8000/1. 6 =

RS6 = 8000/1. 8 = 4.4KQ

Rs? = 8000/2.0 = 4KH

El voltaje rampa aplicado al colector se obtiene de amplificar la señal diente de

sierra VB del generador de barrido.

El circuito completo generador de la característica de salida del transistor

incluidos sus valores se muestra en la figura 2.25. Sus formas de onda de base,

colector y emisor en función del tiempo, se indican en las figuras 2.26(a), (b) y (c)

respectivamente.

La necesidad de que las señales que van a los canales A y B tengan por

referencia la tierra del equipo obliga la adición en el circuito de la figura 2.25 de una

etapa de diferenciación en base al amplificador operacional A05, cuyas entradas son

Ve y VE, la salida de esta etapa es obviamente Ve- VE = VCE, la cual se aplicará al

canal B del osciloscopio, mientras que la señal de voltaje sobre RE, VRE será la entrada

para el canal A.

86

Fig.2.25 Diagrama circuital del generador de Característica de salida para un TBJ

87

CHA

CHE

Canal A: VB

0.5V/divO.lrtis/div

Canal B: Ve

2V/divO.lms/div

IV/div0.2-ms/div

[b)

Fig. 2.26(a) Forma de onda de la señal escalón de base en función del tiempo y

señal rampa aplicada al colector del transistor(b) Forma de onda del voltaje sobre RE , proporcional a ic para un transistor cuyo p es 100

Si el TBP es PNP, las señales a ingresarse tanto a la base como al colector

serán de polaridad opuesta que aquellas consideradas para los transistores NPN,

criterios según los cuales hemos realizado el diseño anterior. Por el motivo anterior el

equipo requerirá algunos selectores manuales sincronizados de dos posiciones (una

para TBJ tipo KPN y otro para PNP), cuyas salidas serán aplicadas a los terminales en

cuestión del transistor a probarse.

La disposición de los escalones como se aprecia en la figura 2.26(b) se hace

para evitar en lo posible los efectos que puede ocasionar el relativamente alto tiempo

de respuesta del conmutador analógico cuando el equipo opere en las frecuencias más

altas.

2.5.2 CIRCUITO PARA OBTENER LA CARACTERÍSTICA DE ENTRADA.

La característica de entrada de un TBJ representa un gráfico de la corriente de

base como una función del voltaje base-emisor para un valor fijo de voltaje aplicado al

colector. La forma esperada de esta curva es similar a la de un diodo típico ya que

constituye la característica de corriente en una unión simple. La impíementación del

circuito generador de la característica de entrada es sencillo y consiste en aplicar a la

base del TBP un voltaje cuya amplitud varíe linealmente respecto al tiempo; al

colector se puede conectar un voltaje continuo cualquiera, inclusive cero. El diagrama

de este circuito se indica en la figura 2.27: la muestra de corriente ¡Q se toma a través

de RB¡, midiendo el voltaje sobre ésta, mientras que VBE se obtiene dentro del circuito

tomando las formas de onda obtenidas, tanto en la base como en el colector del

transistor y diferenciándolas. Las señales VR¡ y VBG indicadas en el mismo circuito se

aplican a los canales B y A respectivamente. El circuito hace uso de la señal

proporcionada por el circuito de barrido, VB posteriormente amplificada, de modo

que su máximo nivel, Vp sea 8V. Esta forma de onda constituye en la entrada del

circuito.

Si el TBP es un transistor PNP, la señal de entrada deberá ser negativa. Para

los transistores NPN la entrada es positiva. Mediante un selector de 2 posiciones debe

definirse previamente el tipo de TBJ, este selector controla la polaridad de la señal de

barrido aplicada a la base del transistor de prueba.

Al voltaje base-emisor que se aplica al canal X se ha sumado un voltaje

continuo, Vn2, cuya polaridad depende del tipo de transistor (negativo para NPN y

positivo para PNP), esto se hace para lograr que la característica de entrada se

observe en el segundo cuadrante de la pantalla del osciloscopio, en lugar del primer

89

cuadrante como debería ocurrir, y evitar de este modo una superposición indeseable

de curvas en la pantalla del ORC.

eje 2

2K

CHE

Fig. 2.27 Diagrama circuital de la característica de entrada de un transistor NPN ó PHP

2.5.3 CmCÜITO AMPLIFICADOR CON TBJ.

El EPAT incluye un circuito amplificador en configuración de emisor común., en

base al transistor de prueba. El amplificador implementado debe permitir su

manipulación externa, de modo que sea factible la elección de un punto de trabajo, Q

cualquiera. En la figura 2.28 se indica el esquema del amplificador en emisor común

en base al TBP, se observa que los resistores RBi y Re, así como el voltaje de

polarización son variables, esto permitirá elegir diversas condiciones, tanto de

amplificación como de los parámetros /B, VCE, ?c. El nivel de polarización será positivo

si el dispositivo es NPN o negativos si es PNP.

90

Vin

Fig. 2.28 Circuito amplificador en emisor común usando un TBJ tipo NPN.

Para el diseño se considera un transistor NPN cuyo pmín (peor condición) es 10,

la polarización, Vcc = +8V, la resistencia de emisor es 100Í1, el voltaje de entrada

máximo, vinmáx ~ 3Vpp, voltaje de salida máximo, vomáx = 6Vpp.

En el diseño de la característica de salida del TBJ de prueba, se considera una

corriente de colector máxima de 8mA para efectos de una correcta visualización, a fin

de evitar que el punto Q se desplace por sobre la característica de salida máxima, se

considera que la ÍCQ para el amplificador no debe exceder de 5mA.

Por efecto de la configuración circuital, el voltaje máximo sobre RE,

VREmSx= ÍHmüx RfiS ÍCmíx RE = SmAxlOO = 0.5 V = VEmfix. (2.10)

El hecho de que VEmáx sea menor que 1 da lugar a que se considere el

amplificador como bastante sensible a las variaciones térmicas, en nuestro caso esto es

favorable pues permite que, al cambiar las condiciones de temperatura del transistor

91

de prueba, se observen gráficamente las variaciones de amplificación que se producen

por dicho efecto.

El circuito se ha diseñado sin considerar una resistencia de carga, sin embargo el

equipo incluye dos terminales para que dicha resistencia pueda ser incluida dentro del

amplificador. La amplificación sin embargo se verá reducida por la inclusión de la

resistencia de carga.

Aplicando la ley de voltajes de Kirchoff en la etapa de salida del amplificador,

tenemos :

Vin + O.S. (2.11)

Debido a las condiciones de polarización de los circuitos de muítiplexación que,

como se indicará más adelante se encuentran limitados, siendo su valor máximo 8V,

se ha asumido por seguridad Vcc - 8V. Considerando además Vomáx = 3V, VcEsai =

0.3V y una ganancia máxima de 10, el valor de Re máximo para estas condiciones

está dado por :

SV = 5mA Re + 3 V + 0.3 V +3V/10 +0.5,

En el circuito, RC se implementará con un potenciómetro de 2K.

Con Ic = SmA, la corriente de base del circuito amplificador, considerando el (3

mínimo está dada por IB = 5mA/20 = 0.25mA. El valor de RI mínimo se obtienen

como :

Rimín = (VE + VBE)/IOIB = (0.5 +0.6)/2.5mA = 450Q (2.12)

que se implementará con un potenciómetro de 2KQ

R2mín se obtiene de la ecuación :

2.5mA+ 0.25mA) » 3KO. (2.13)

92

El circuito diseñado, con sus respectivos componentes se indica en la figura

2.29. Hay que considerar que, la variación del punto Q de trabajo puede hacerse

principalmente variando RBI ó Vcc, mientras que la variación de amplificación se hace

mediante la variación de RC. La incorrecta elección de RC, Vcc ó Rm puede ocasionar

distorsiones en la forma de onda del voltaje de salida.

1K Señal de Baseen el eje E2

Yin

Fig. 2.29 Amplificador en emisor común del EPAT

2.5.4 CIRCUITOS DE MULTIPLEXACIÓN DE SEÑALES PARA EL TB J.

Los circuitos de conmutación o multiplexación permitirán la posibilidad de

incluir a cada terminal del transistor bajo prueba las señales necesarias para obtener

las formas de onda correspondientes a cada una de las curvas de salida del EPAT., así

como las señales que se tomarán de salida para cada una de las curvas mencionadas.

2.5.4.1 CIRCUITO DE CONMUTACIÓN DE SEÑALES A LOS

TERMINALES DEL TRANSISTOR.

Se han diseñado previamente y por separado los circuitos generadores de las

características de entrada, salida y el amplificador en emisor común. Las señales BI,

93

Bs y BS indicadas en las figuras 2.29, 2.27 y 2.25 se aplicarán directamente a la base

del transistor de prueba, mientras que las señales Ci, Ü2 y C3 al colector del TBP.

El EPAT requiere que todas las formas de onda mencionadas se aprecien de

manera simultánea en la pantalla del osciloscopio, una buena aproximación de este

efecto consiste en tomar muestras de cada uno de los circuito generadores en un

intervalo de tiempo aceptable y aplicarlas de manera periódica a los terminales del

transistor bajo prueba, TBP, la frecuencia de muestreo debe ser lo suficientemente

grande para permitir el efecto visual de observar las señales de manera simultánea.

La conmutación de señales se hará en base al circuito integrado 4052, como se

explicó en la sección 2.1. El 4052 es un dispositivo CMOS que presenta internamente

2 multiplexores de 4 entradas a 1 salida, controlados simultáneamente a través de dos

señales de niveles TTL (OL y 1L) que las denominaremos Q3 y QÓ- Las dos salidas del

4052 se conectarán de manera directa a los terminales Base y Colector del TBP,

mientras que el Emisor se encuentra conectado permanentemente a una resistencia fija

de lOOfl

Si las señales Qs y Qe forman en conjunto una secuencia cuyo número de

combinaciones es 4 (00, 01, 10, 11), durante un cierto tiempo se habilita el paso de

una sola de las cuatro señales aplicadas a cada entrada del conmutador mediante una

secuencia alternada y repitiéndose el ciclo. Para nuestro caso, las señales aplicadas a

cada entrada son BI, Ba3 BS y Bj para el primer multíplexer y Ci, Cs, Cs y Ci para el

segundo. El esquema de conmutación se indica en la figura 2.30.

Puesto que la frecuencia del generador de escalón del circuito de la

característica de salida es fgen / 16, la señal Qs, que es la menos significativa en el

4052, debe ser por lo menos fgen/32, esta señal se obtiene directamente tomando la

señal de salida 85 del circuito de temporización. Qe, por consiguiente será Sg del

circuito de temporización. Los niveles de polarización del 4052, al igual que del resto

de los conmutadores electrónicos se indica en la sección 2.1. Las formas de onda

obtenidas a las salidas de los dos multiplexer se indican en la figura 2.31.

94

2.5.4.2 cmcorro BE CONMUTACIÓN BE SEÑALES A LOS CANALESDELOSCILOSCOMO.

Una forma aproximada de la visualización de las señales del EPAT para un

transistor KPN se indica en la figura 2.32, en ella la característica de salida se aprecia

en el primer cuadrante al igual que la recta de carga dinámica del transistor. Ambas

presentan corriente de colector y voltaje colector-emisor positivas; la característica de

entrada, que relaciona voltaje base-emisor y corriente de base se observa en ei

segundo cuadrante (si bien ambos parámetros son positivos, esto se hace por motivos

de mejor visualización). En la práctica, la característica de entrada tendrá en la

pantalla del osciloscopio un eje de referencia distinto que el resto de curvas, al que

denominaremos £2.

EJE E2

f-EJEX

Fig. 2.32 Visualización de las características de un transistor NPN obtenidas en el EPAT.

El tercer cuadrante presenta la forma de onda del voltaje de base del

amplificador en emisor común, esta señal consta de una parte continua, provista por el

circuito de polarización y otra parte alterna, la cual proviene del generador de entrada.

Al igual que la característica de entrada, esta señal hace uso del eje de referencia E2.

La parte superior de la pantalla del osciloscopio (eje Y positivo) se escalará en

corriente (para el caso de transistores PNP, el escalamiento de corriente ocurrirá en el

eje Y negativo) ; la parte inferior de la pantalla (eje Y negativo) se encuentra escalada

96

en tiempo, y esto se debe a que las señales, tanto de entrada como salida del

amplificador se encuentran ubicadas en el tercer y cuarto cuadrante, el escalamiento

dependerá de la frecuencia de la señal alterna, externa o interna que usará el equipo.

El eje X en su totalidad se encuentra escalado en voltaje.

En este circuito se produce fundamentalmente una conmutación espacial de

puntos de aplicación de los canales del osciloscopio. Cada uno de los circuitos

generadores de las señales que involucra el EPAT tienen puntos de aplicación

específicos para las entradas de los canales A y B del osciloscopio, por ejemplo del

circuito generador de la característica de salida, el canal A se aplicará directamente en

el emisor del TBP, mientras que el canal B en la salida del amplificador operacional

que proporciona en su salida el voltaje colector-emisor, estas posiciones pueden no

resultar útiles para la observación de las características restantes.

Si bien las características de entrada y de salida pueden obtenerse fácilmente en

el osciloscopio, tomando las señales como se indica en las figuras 2.23 y 2.25, esto no

ocurre con las señales que requiere la etapa del amplificador ya que, al trabajar con

señales externas (tanto horizontal como vertical) al osciloscopio es necesaria la.

inclusión de una señal de barrido externa (que ha sido diseñada y explicada en la

sección 2.4).

Adicionalmente debe presentarse la línea de carga DC del amplificador. Una

buena aproximación de esta línea puede obtenerse a partir del voltaje de colector del

transistor de prueba medido en el amplificador (este voltaje tendrá niveles AC y DC)

en el canal B y el voltaje sobre la resistencia de emisor, RE, el cual puede escalarse en

corriente amplificando esta señal según los requerimientos de amplitud del eje Y de la

pantalla del osciloscopio, este voltaje consta de una parte continua y otra alterna que

se encuentra desfasada 180 grados respecto al voltaje alterno VCE- La graficación de

estas señales aplicadas en el canal A y B respectivamente, da lugar a una recta de

pendiente negativa, que se aprecia en el primer cuadrante en el caso del TBJ NPN,

como se observa en la gráfica 2.33, y en el tercer cuadrante para el caso del transistor

PNP.

97

VE (V)

(a) (b)

Fig. 2.33 Graficación de la línea de carga DC del amplificador en emisor común : (a) Señales deentrada a cada canal, (b) Gráfico en el ORC de la línea de carga.

Para la graficación de las curvas de entrada, salida y recta de carga del

amplificador usaremos el circuito integrado 4053 que contiene 3 conmutadores de dos

entradas a una salida controlados cada uno mediante una señal de tipo TTL. Además

de las señales tomadas del amplificador se requiere la señal de barrido, la cual será

negativa si el TBP es un NPN, o positiva en caso contrario (PNP). Las señales de

control necesarias para este circuito se toman desde el circuito temporizador, y son 82

y 83. En la figura 2.34 se indica la forma de ubicación de las señales de entrada al

4053. Hay que considerar que la señal de base debe desplazarse hacia el segundo

cuadrante de la pantalla del osciloscopio y esto se logra sumando a dicha señal de

base un nivel DC negativo o positivo si el transistor de prueba es NPN o PNP

respectivamente, como se hizo para la característica de entrada. El voltaje de emisor

necesario para establecer la línea de carga ha sido previamente amplificado, esto se

hace para ajustar el nivel DC de la señal de salida (voltaje de colector), la que se toma

con referencia OV, mientras que la curva característica de salida, sobre la que se

interpola, tiene como referencia el voltaje de emisor. En la misma figura se muestran

aproximadamente las formas de onda de salida del 4053, de entre ellas las de mayor

importancia son X e Y que las denominaremos Xi e YI. Estas se utilizarán más tarde

en el conmutador general de señales de salida.

98

Fig, 2.34 Conmutación de señales del amplificador implemeníadoen base a un transistor de prueba NPN

99

Los canales A y B del osciloscopio serán conectados directamente los

terminales X e Y de un nuevo multiplexer analógico 4052. El grupo de señales que se

aplicarán a las entradas de cada conmutador interno son, respectivamente, Xi, Xa, Xs

para el primero e YI, Ya, Ys para el segundo. El período de tiempo que se encuentren

habilitados, Xi e Yh por ejemplo permitirá que en el osciloscopio se observe la señal

de base, colector y recta de carga, de modo que las señales de habilitación (control)

deben ser idénticas que las aplicadas al multiplexer del circuito conmutador de señales

a los terminales del transistor, es decir que el mismo período que se habilite el circuito

de amplificación, será el tiempo de visualización de las señales provenientes de éste en

el osciloscopio, ocurriendo de manera similar para el resto de circuitos. En la figura

2.35 se indica en bloques el circuito multiplexor de señales a los canales del

osciloscopio, en ella se observa la secuencia de señales a visualizar.

Como se manifestó anteriormente, la frecuencia de conmutación será lo

suficientemente grande para que la apariencia en la pantalla sea de un conjunto de

trazos visibles de manera estática y continua.

X3 X2 X

rh,o fccslx^h Q Q

c

\

o 1>,

,,

2

?X

Uxo

f

JLYoiviiYaYsI

Y l•v

CHB CHA

Fig. 2.35 Circuito multiplexor de señales a los canales del osciloscopio

100

2.6 CIRCUITOS ESPECÍFICOS PARA EL JFET

2.6.1 CIRCUITO PARA OBTENER LA CARACTERÍSTICA DE

TRANSFERENCIA.

La característica de transferencia representa un gráfico de la corriente de drenaje, ID

como una función del voltaje compuerta-fuente, VGs, para un valor constante del voltaje

drenaje-fuente, VDS. La característica de transferencia puede mirarse directamente en un

ORC, obtenida directamente por medidas de la operación del dispositivo, o dibujada de la

característica de drenaje.

Dos puntos importantes de la curva de transferencia que se muestran son los valores

IDSS Y Vp. Cuando estos puntos se fijan, el resto de la curva puede analizarse aplicando la

relación14:

la cual representa la característica de transferencia. Note que cuando VGS ~ O, ID = IDSS y

que cuando ID = O, VGS — VP.

Esta relación es conocida como la ecuación de Shockley, la cual es aplicada cuando

el dispositivo JFET se encuentra sobre la región de eslrangitlaniiento (pinch-oií).

La figura 2.36 nos indica el circuito básico para obtener la curva característica de

transferencia de cualquier dispositivo JFET. El circuito requiere de un generador de

barrido aplicado en la compuerta del JFET y de una fuente de voltaje continuo constante

aplicado en los terminales drenaje-fiíente. Para propósitos de visualizar en el ORC3 el canal

horizontal de la opción X vía B, se conectará entre los terminales compuerta-fuente (Ves)

y el canal vertical respectivo tomará muestras de corriente de drenaje (lo).

Ecuación, de Shockley. Ver gráfico sección 1.2.1.2101

VDD

FUENTE DEDRENAJE DC

CONSTANTE

GENERADOR

DE BARRIDOCOMPUERTA

Y

D

CANAL X

Fig. 2.36 Diagrama básico para obtener la característica de transferencia

Debido a que el JFET es un dispositivo controlado por voltaje, se necesita de un

voltaje de control VGS, dicho voltaje variable y periódico es el que proporciona el-

generador de barrido. Con este voltaje y manteniendo un voltaje DC constante en el

Drenaje, se pueden tomar muestras de corriente ID como una función del voltaje aplicado.

Para el caso de un JFET canal N, el generador de barrido deberá ser negativo y la

fuente de DC en el drenaje será positiva. En el caso contrario (canal P)s el barrido es

positivo y la fuente de DC es negativa, esto se lo realiza para cumplir con la teoría de

funcionamiento del JFET.

Para obtener la curva de transferencia, usando cualquier osciloscopio en la

condición X VIA B, se tiene el circuito indicado en la figura 2.37: el circuito consiste de

un amplificador operacional de comente a voltaje (I/V) con un barrido positivo o negativo

en la compuerta. El amplificador I/V contiene 1 selector de tres posiciones para el manejo

de escalas de la corriente de drenaje, de la siguiente manera:

para 1 mA/V por división

200 fl para 5 mA/V por división

100 H paralO mA/V por división.

102

VDD= 8V Canal N

VEE=-8V Canal P

200K

GCanal XOHI

Canal Y

Fig. 2.37 Circuito para obtenerla característica de transferencia de un JFET

Un conjunto de transistores NPN y PNP conforman un buffer de corriente^ que

usado con el amplificador W puede manejar altas corrientes de drenaje en los JFETs

(hasta 100 mA). A continuación se usa un amplificador inversor de ganancia variable para

proveer la polaridad correcta en la corriente de drenaje.

La entrada vertical del osciloscopio (canal Y) es usada para manejar la corriente de

drenaje, y el canal horizontal del osciloscopio (canal X) es usado para el voltaje de

compuerta.

Esta curva es sumamente importante en el diseño de amplificadores con JFET,

puesto que con ella podemos determinar: el punto Q de trabajo (condiciones óptimas de

amplificación), el valor de IDSS (se mide cuando se tiene un valor de YGs — 0) y el valor de

VP (se mide cuando la ID = 0). La figura 2.38 nos indica los valores anteriormente

mencionados.

103

ID(mA)

VGS(V)

Fig. 2.38 Determinación de y Vp

2.6.2 ORCÜITO PARA OBTENER LA CARACTERÍSTICA BE SALIDA

La característica de salida representa un gráfico de la corriente de drenaje, ID como

una función del voltaje drenaje-íuente VDS, para valor discretos de voltaje compuerta-

fuente VGS. Si VGS aumenta (más negativo para un dispositivo de canal N, y más positivo

para un canal P)s el canal desarrollará una región de agotamiento de modo que la cantidad

de corriente necesaria para cerrar el canal sea menor. Se ve entonces que el voltaje de

compuerta actúa como un control, reduciendo la cantidad de corriente de drenaje (a un

voltaje especificado Vos).

Cuando el valor de VGS se aumenta con corriente de drenaje reducida, se alcanza un

voltaje después del cual no resultará corriente de drenaje, independientemente de VDS- Este

voltaje compuerta fuente de estrangulamiento (pinch-off), Vp es un parámetro importante

utilizado para especificar la operación del JFET.

La figura 2.39 nos indica el circuito básico para obtener la característica de salida de

un JFET, el cual consta de un generador de paso (escalera) aplicado a la compuerta, para

poder manipular valores discretos de voltaje VGS. Este generador se encuentra

104

sincronizado con una señal de barrido aplicada al Drenaje del dispositivo. Esta'

sincronización servirá para que en cada período de la señal de barrido se obtenga una

respuesta en la característica de salida.

U/1/MSeñal deBarridoDrenaje

Generadorde Paso

CompuertaG drT-|

i

i

D

S

y-5-

oCANALX

o CANAL Y

Fig. 2.39 Diagrama básico para obtener la característica de salida de un JFET

Para propósitos de visualizar esta característica en el osciloscopio, el canal

horizontal se conectará entre los terminales drenaje-fiíente (Vos) y el canal vertical tomará

muestras de corriente de drenaje (!D).

El Generador de Paso Compuerta deberá tomar valores discretos entre O y -1

voltios para dispositivos en canal N, y valores entre O y +7 voltios para canal P, a fin de

obtener hasta 8 curvas de salida dependiendo del voltaje pinch-off VP que tenga el JPET

en estudio, puesto que este valor limita el número de curvas de salida en el dispositivo.

La señal de barrido para IFET canal N deberá ser positiva, mientras que para los

transistores canal P, ésta deberá ser negativa .

Para obtener la característica de salida, usando cualquier osciloscopio en la

condición X VIA B, se aplica el circuito de la figura 2.40.

15 Para una mejor comprensión de este aspecto, revisar la sección1.2.2

105

" 34J70

17JO

1.2K^/^

IJTQ2.4KT^i?<^

/n 40:\

X1X2

-Í4<5<6

<7IHH '

1

51w

i g C

"—oCanal X

S'—o Canal Y

100 <

S2 S3 S 4

Fíg. 2.40 Circuito para obtener la Característica de salida de un JFET.

En este circuito., el generador de paso se lo realizó utilizando un MLJX de 8 a 1

(circuito integrado CD4051), conjuntamente con un amplificador inversor. Los relojes que

manejan este circuito integrado, A, B y C, tienen frecuencias que están en una relación de

1A, 1/8 y 1/16 con respecto a la frecuencia, fi del generador de señal del equipo16. En el

MUX las 8 entradas se encuentran conectadas a resistencias alimentadas por 8 voltios. Los

valores de estas resistencias se determinan de acuerdo al valor de voltaje requerido por la

compuerta Ves- Aplicando la siguiente relación:

RfVos ~ ~ VDD (2.14)

En la cual:

Rr = Resistencia de realimentación del amplificador inversor.

RmiK = Resistencia de entrada a los pines del ÍVÍUX.

VDD — Voltaje de polarización (8 V).

Vos — Voltaje de entrada a la compuerta.

Por ejemplo, para obtener un valor de voltaje de compuerta-fuente de IV, la

resistencia Rmux correspondiente, se obtiene de la ecuación anterior como sigue :

16 Las señales S2, $3 y S¿ provienen del circuito de Temporización.106

VDD

GS

= *1000 =

La tabla siguiente resume los valores de VGS que requiere el circuito y su respectivas

resistenciasde entrada al mux, R^.

VGS(V)

12••>j

4

5

6

7

Rmu, (H)

sooo4000

2700

2000

1600

1300

1200

Tabla 2.3 Resistencias de entrada R,,m para el respectivo nivel de voltaje de paso

Un caso especial se define para el valor VGS = OV, para su obtención una de las

entradas del 4051 es conectada directamente al nivel de referencia OV (tierra).

La señal rampa al estar sincronizada, deberá tener la misma frecuencia que el

generador de paso. Con esto se logra que la señal barra una sola vez la curva generada por

el correspondiente escalón del generador de paso.

La entrada vertical del osciloscopio (canal Y) es usada para manejar la corriente de

drenaje, y el canal horizontal (canal X) es usado para el voltaje de drenaje-fuente.

La aplicación de esta curva en la práctica nos sirve para determinar el valor de IDSS

(cuando VGs = 0), y el valor de V? (cuando ID = 0). Estos parámetros se indican en la

fisura 2.41.

107

1 Dss _^=-=.

VP = -3.5V

Fig. 2.41 Determinación de IDss y VP de un JFET

2.6.3 CIRCUITO AMPLIFICADOR CON JFET

La configuración de un amplificador en fuente común proporciona la mejor

operación de ganancia de voltaje. Una señal de entrada se aplica a la compuerta y la señal

de salida se toma del drenaje, el terminal de fuente es la referencia. El circuito equivalente

en AC del JFET es muy simple en relación al del TBJ, teniendo solamente una fuente de

corriente de salida cuyo valor depende de la transconductancia del dispositivo, gm, el

principal factor del dispositivo.

Para esta configuración, se utilizará el circuito de polarización fija, el cual se obtiene

utilizando una fuente de voltaje para colocar en polarización inversa a la unión compuerta-

fuente. Esta fuente será variable para facilitar el cambio de las condiciones de trabajo del

amplificador; la resistencia de drenaje será un potenciómetro que permita manipular la

ganancia del amplificador externamente. La forma de onda y amplitud de la señal de salida

en los amplificadores con JFET, es más dependiente del JFET que para el caso de TBJ, y

por consiguiente no es posible diseñar un amplificador para una sola condición de trabajo

con JFETs de características distintas. En la figura 2.42 se muestra el circuito amplificador

en Fuente Común implementado en el equipo. Para su diseño se han tomado las

consideraciones siguientes:

108

SS = 1 a 40 mA

VP = -1 a -8 V

VDD

RJk

Vo

i

Fig. 2.42 Circuito amplificador en Fuente Común

El circuito debe permitir la elección externa de VCSQ, ya que debe abarcar el valor de

VP para cualquier JPET. La fuente VGG variable externamente permitirá la variación

directa de VGSQ. La resistencia RG se incluye para permitir que cualquier señal alterna de

entrada aplicada a través de Ci se desarrolle en RG. En tanto que cualquier señal alterna se

desarrolla en RG, la caída de voltaje en DC a través de RG es cero. Se ha elegido RG =

20KÍ1

Sea Rs - 100^, para favorecer las condiciones de amplificación y facilitar el manejo de las

escalas de corriente.

La ganancia del amplificador, mostrada en la ecuación (2.16), a más de depender del

parámetro gm, es función, tanto de RD como de RS. Puesto que gm varía según el JFET de

prueba, es conveniente elegir al potenciómetro RD grande respecto aRS. En nuestro caso

Av — -- RD

+ Rs(2.16)

Analizando una rama en DC para el circuito de la figura anterior, se tiene:

VDD = IDQ RD + VDSQ + IDQ RS (2.17)

109

Consideremos la condición máxima de polarización, que al igual que para el caso del

amplificador con TBJ, es VDD = 8V. De la ecuación anterior:

(2.17)

Para el caso en que RD = 10KÍ1, el punto VDSQ óptimo para que el amplificador

funcione correctamente se obtiene si IDQ es bajo (menor a O.ómA). Sin embargo ID puede

ser aumentado si RD es menor.

El circuito diseñado se indica en la figura 2.43.

10uFM • k-/I T *

L C1 JRO

i

h\f

10uFII

> r-.

-QV^r 100Vo

Fig. 2.43 Circuito amplificador en Fuente Común impleinentado en ei equipo

Debe quedar claro ques el análisis se ha hecho considerando al amplificador sin

carga. La adición de cualquier RL reducirá la amplitud de la señal de voltaje de salida, Vo.

La principal limitación del amplificador consiste en que no podrá manejar grandes

corrientes de drenaje; es decir el punto de trabajo se encontrará determinado por un valor

bajo de IDQ.

La fuente de polarización que tiene este circuito será de un valor máximo de SV3 lo

cual es el principal factor para no poder obtener mayores ganancias de voltaje y manejar

dispositivos de elevadas corrientes. Esta limitación en la fuente de polarización se debe a

que todos estos parámetros deben ingresar a un circuito de multiplexación, lo que no

110

permite entradas de voltaje mayores a las de su propia polarización, que en este caso es

como máximo 8 voltios.

2.6.4 CIRCUITOS DE IVIÜLTIPLEXACION DE SEÑALES PARA EL J'FET

Al igual que para el caso del TBJ se presentan circuitos multiplexores destinados a

la conmutación de señales a los terminales del JFET, y a la salida del ORC.

2.6.4.1 CIRCUITO MULTIPLEXOR: SEÑAL DE COMPUERTA, SEÑAL DESALIDA Y RECTA DE CARGA

Para obtener la recta de carga, debemos tener presente las Curvas de Lissajous que

se presentan en el osciloscopio en la condición X VIA B. Si se ingresa una señal alterna

(señal de compuerta) en el canal X y una señal alterna desfasada 180 grados con respecto

a la entrada (señal de salida o de drenaje) en el canal Y3 seleccionando la posición X VIA

B del osciloscopio, se obtendrá una recta, la cual representará la Recta de Carga del

amplificador. Esta recta debe situarse sobre la curva de transferencia, para poder

determinar el punto de trabajo Q del amplificador. Para tal efecto, se realizarán varios

ajustes a las señales presentes.

Para lograr visualizar en el osciloscopio (X VÍA B), las tres señales presentes: señal

de compuerta, señal de salida y recta de carga, debe realizarse una respectiva

multiplexación de señales, en la cual además de las señales anteriores, intervendrá una

señal rampa.

La figura 2.44 muestra el esquema fundamental de multiplexación en el cual para la

conmutación se usa el circuito integrado CD4053. El primer par de señales multiplexadas

(señal de compuerta y salida) están manejadas por un reloj de frecuencia fi/4, mientras que

los otros dos pares de señales se manejan con un reloj de frecuencia fi/8, donde fi es la

frecuencia de trabajo o frecuencia del generador de entrada (interno o externo). Esto se

realiza con el objeto de obtener en cada canal del osciloscopio una combinación adecuada

de señales, las mismas que en la condición X VIAB, nos representen lo deseado.

111

Vin

VDD

V • • k

P\•S i GS

1

--H

1?4

11

> R L vu 1 -Jy" VGG 1

s R \/>K S \i

I1

f i

Ves V0

XO X1

(a)

VGS

YO Y1|

T(b)

V,esc

Canal 1T ¡ i

Yo

Fig. 2.44 Esquema fundamental de multiplexación de señales de compuerta, salida y linea de carga :(a) Señales obtenidas del amplificador (b) Circuito de multiplexación de señales

En la figura 2.44(b), la señal VGS se obtiene a partir de la salida de un circuito

diferenciado^ cuyas entradas son VG y Vs, la señal Vesc proviene de un amplificador que

controla el voltaje de fuente, Vs, hasta obtener la escala adecuada de corriente en la

pantalla del ORC.

112

2.6.4.2 CIRCUITO MULTIPLEXOR DE SEÑALES A LOS TERMINALES BEL

TRANSISTOR

Esta multiplexación se realiza con el objeto de obtener en la pantalla del

osciloscopio la característica de salida, la curva de transferencia y la acción amplificadora

como tal (señal de compuerta y señal de salida). Para nuestro propósito utilizaremos el

circuito integrado CD4052, de manera similar a lo que ocurre en la conmutaciuón de

señales para el TBJ.

El circuito que se muestra en la figura 2.45 servirá para multiplexar señales a los

terminales del transistor JFET canal N. Para los JFET canal P se invierte la polaridad de

las siguientes señales;

• La señal proveniente del generador de paso,

• La señal proveniente del generador de barrido.

• La fuente de polarización variable, que en este pasa a ser máximo de VEE = ~S

voltios.

• La fuente de polarización que alimenta a la compuerta, que en este caso pasa a ser

VDD = 8 voltios.

• La fuente de voltaje constante de drenaje, que pasa a ser de -8 voltios. Este voltaje

nos sirve para obtener la característica de transferencia del dispositivo

En el circuito de la figura 2.45 todos los multiplexores CD4052 están manejados por

relojes comunes; la frecuencia de cada uno de ellos con relación al generador de entrada

están en una relación de fi/32 fj/64 respectivamente. Esto nos permite obtener al mismo

instante en los terminales del transistor: la señal del generador de paso (en la compuerta),

la señal de barrido (en el drenaje) y una resistencia de 100Í1 (en la fuente), que en conjunto

nos permiten visualizar la característica de transferencia del dispositivo. Análogamente, si

se ingresa de manera correcta las señales a los terminales del transistor, se obtendrán las

otras curvas del dispositivo.

113

BARRIDOPOSITIVO

T l—ICK1A

CK1B

GENERADORDE PASO

A B

Í Y

c |D

•1053

Di ^ X 2 , X 3

200K0

Fig. 2.45 Circuito multiplexorde señales a los terminales del JFET

114

2.6.4.3 CIRCUITO MULTIPLEXOR DE SEÑALES A LA SAJL1DA DEJL

OSCILOSCOPIO.

Una vez obtenidas por separado todas las curvas de análisis del dispositivo, resta

por muítipíexar las salidas respectivas a los canales del osciloscopio; es decir, escoger

todas las salidas que ocupen el canal X (Xo> Xi, X2} Xs) y llevarlas a un mux de 4 a 1 para

obtener una sola señal compuesta por todas las anteriores. Similar análisis se realiza con

todas las señales que ocupen el canal Y.

El circuito que permite muítipíexar las salidas de cada arreglo por separado,, se

indica en la figura 2.46.

XD X1 X2.X3

CK1 A *"S5

CK1 B -*se

YO Y1 Y2.Y3

1

4052 4052

CANAL B GÁNALA

Fig. 2.46 Circuito inulúplexor a las entradas A y B del ORC

En este caso los relojes de manejo de los Mux 4052, tienen una frecuencia con

relación al generador de señal de fi/32 y fi/64 respectivamente.

Este tipo de conmutación, es independiente si estamos trabajando con transistores

JFET canal N o canal P, puesto que lo único que se realiza es conmutación de salidas.

Para una frecuencia baja (mínima frecuencia de entrada de señal £,„„ = 400 Hz)3 esta

conmutación puede ser perceptible por la vista, obteniéndose en el osciloscopio en la

condición X VIA B, una especie de titileo entre las señales de salida.

115

2.7 CIRCUITO DE ALIMENTACIÓN GENERAL

El circuito de alimentación general,, será capaz de proveer varios niveles de voltaje

DC., a partir de una toma de la red de 120 voltios de AC. Los valores de estos voltajes van

a depender de los requerimientos de cada etapa del equipo para su correcto

funcionamiento. Estos valores de voltaje son:

Fuente de DC de: +5 V,. +8 V fijos.

• Fuente de DC de: +2V a +8V variable.

Fuente de DC de: -5 V, -8 V fijos.

• Fuente de DC de: -2V a -8V variable.

• Fuente de DC de: +6V fijo.

Para poder manejar directamente la toma de 120 voltios en AC, utilizaremos un

transformador con iap central con una relación de 120 a 18 voltios en AC. Posteriormente

este nivel de voltaje será rectificado y se usará un filtro para obtener un nivel positivo y

otro negativo de DC con un bajo rizado. El esquema fundamental de la conversión AC en

DC se lo indica en la figura 2.47.

-15V

5- S

0 ^/ 3\:

P X? ]^( ^

S^HL5V•—O

~"s4700uF

~^47ÜOuF

Fig. 2.47 Conversor AC DC

Una vez obtenido los niveles fijos de voltaje de +15 y -15 voltios DC, se procede a

implementar los circuitos reguladores de voltaje para obtener los voltajes especificados

anteriormente.

116

Para obtener los valores de +5V, +8V, ~5V y -SV, se utilizará los circuitos

integrados reguladores de voltaje LM7S05, LM780S, LM7905 y LM7908

respectivamente. El regulador de voltaje fijo toma como entrada un voltaje DC de alto

rizado y entrega un voltaje de salida Vo, de un valor DC fijo de bajo rizado. En la figura

2.48 se indica el circuito fundamental para cualquiera de estos dispositivos, en donde los

capacitores de entrada y salida conectados a tierra ayudan a mantener el voltaje DC en su

valor y adicionalmente ayudan a filtrar las variaciones de voltaje a cualquier frecuencia

elevada. Los reguladores que hemos utilizado manejan una corriente de 1.5 A, necesaria

para los requerimientos de corriente de cada sistema.

LM73XX0 i

^itl ^-^Vi Vo

GliD2

3

s- - ^

(a)

LM79XX

''in ^

GHD

^

2

1

s-^-, Y

(b)Fig. 2.48 Reguladores fijos de voltaje: (a) Voltaje Positivo (b) Voltaje negativo

La implementación de fuentes de voltaje variables positiva y negativa se realiza a

partir de los reguladores LM317 y LM337, respectivamente. El LM317, por ejemplo,

puede ser operado con voltaje de salida regulado en cualquier nivel DC sobre el rango de

voltaje desde 1.2V hasta 37V. La figura 2.49 muestra una conexión típica utilizando el CI

LVD 17.

117

LM317

Yin

Fig. 2.49 Regulador Variable LM317

Por lo tanto, para obtener los valores de voltaje variable entre +2V y -H8V, y el

valor fijo de +6V, utilizaremos el LM317, y para un nivel entre -2V y -8V se utilizará el

LM337 que es un regulador variable negativo.

El voltaje de salida deseado puede calcularse utilizando la fórmula:

Vo = V]ÍEF(l+-i)Ki (2.18),

donde ViiHF=1.25V.

La selección de las resistencias RI y R2 permite ajustar la salida a cualquier voltaje

deseado sobre el rango de ajuste (1.2V a 37V).

Para la fuente regulada variable positiva entre +2Y y +8V, asumiendo RI = 360Í1

el valor correspondiente de R2 para obtener SV es 2 KQ. La elección de un valor inferior

implica un voltaje de salida entre 1.2V y SV. De modo que, para abarcar dicho rango se

implementaR2 mediante un potenciómetro variable, cuyo valor máximo es 2KTL

Para la fuente regulada variable negativa entre -2V y -8V, los valores de las

resistencias RI y R2 son:

R! = 390a

R2 = 2 Kí} (Potenciómetro)

118

Para la fuente regulada fija positiva de +6V, los valores de las resistencias Rj y R2

son:

Ri = 220 fí

R2 - 2 KH (Potenciómetro)

En cada caso, RI se implementa mediante un resistor variable (potenciómetro),

que define en forma directa el voltaje DC de salida del regulador.

Igualmente los reguladores variables que hemos utilizado manejan una corriente de

1.5 A, suficiente para soportar la carga del circuito.

Todos los circuitos diseñados anteriormente tienen como voltaje de entrada, el

voltaje que proporciona el circuito conversor AC en DC (rectificador y filtro), que para el

caso de los reguladores positivos, este voltaje es +15 voltios y para los reguladores

negativos es -15 voltios.

Un esquema completo del circuito general de alimentación se indica en la figura

2.50.

119

Fig. 2.50 Circuito de Alimentación General

120

CAPITULO 3

CONSTRUCCIÓN Y PRUEBASEXPERIMENTALES CON EL

EPAT

3.1 CONSTRUCCIÓN DEL EPAT

3.2 PRUEBAS EXPERIMENTALES CON ELEPAT

3.1 DIAGRAMAS CIRCUITALES DEL EQUIPO Y SU

IMPLEMENTACION

En este capítulo se conocerá físicamente la estructura interna del equipo, es decir,

la ubicación de las tarjetas que conforman el equipo, y la posición de los componentes

electrónicos en las tarjetas con sus respectivos conectores de interconexión.

Para el manejo del equipo, hemos aplicado una técnica de construcción modular,

esto nos permitirá realizar una fácil manipulación (ajuste o calibración) de ciertos

elementos para el correcto funcionamiento del equipo, y en caso de ser necesario un fácil

mantenimiento del mismo.

El equipo consta de cuatro módulos o tarjetas independientes, las cuales para

poder interconectarse entre sí utilizan conectores desmontables. La denominación de los

módulos es la siguiente:

Módulo de alimentación general del equipo

Módulo de Sincronismo, Temporización, Barrido y Generador interno

Módulo de prueba del TBJ

Módulo de prueba del JFET

Como parte del módulo de alimentación general, se debe incluir un transformador

con toma central, el cual nos sirve para poder transformar la red de alimentación de 120V

en AC a 18V en AC, voltaje necesario y suficiente para poder manipular a todo el módulo

de alimentación.

El procedimiento a seguirse en la construcción de cada una de las tarjetas es

similar y consta de dos puntos importantes:

122

1. Previamente a la obtención de las tarjetas o módulos de construción del "EPAT", •

se debe realizar un diagrama circuital completo de cada una de ellas por separado.,

para dicho efecto se utilizará el paquete computacional ORCAD-SDT, en el cual

se genera un archivo esquemático SCH.

2. Utilizando varios utilitarios del ORCAD procedemos a depurar el archivo SCH

para obtener el archivo netlist para el route del TANGO, con éste archivo y con

otro creado en el programa TANGO-PCB, el cual contiene la distribución de los

elementos en la tarjeta, se procede a realizar un ruteado automático de pistas y

vías mediante la aplicación TANGO-ROUTE.

Puesto que el diseño de cada una de las partes que comprenden cada módulo, se lo

realizó en el capitulo 2, entonces nos limitaremos únicamente a presentar los diagramas

circuitales, tarjetas de distribución de elementos y tarjetas con el ruteado de pistas y vías.

En los módulos de alimentación y de sincronismo-barrido, los conectores

desmontables son semejantes pero independientes; es decir, son conectores que manejan

las mismas señales pero que no se comparten mecánicamente, esto se realiza para manejar

a cada tarjeta por separado; por ejemplo; la tarjeta de alimentación utiliza tres conectores

independientes para suministrar el voltaje de polarización a cada una de las tarjetas; la

tarjeta de sincronismo utiliza dos conectores independientes a fin de proporcionar los

relojes necesarios para la conmutación a los módulos de prueba de TBJ y JPET por

separado.

En los cuatro módulos de construcción intervienen dos tipos de conectores, unos

que nos permiten interconectar internamente con las otras tarjetas y otros que se conectan

externamente con el panel frontal de presentación (ver foto en la figura 3.1), en el cual

se encuentran alojados todos los controles de operación del equipo. Además para poder

conectar los potenciómetros externos a los módulos, se hace uso de cables, los que se

encuentran soldados en las respectivas tarjetas.

123

Debido a la complejidad circuital de tres de los cuatro módulos del equipo, la

disposición del ruteado de pistas y vías se lo realizó a ambos lados (BOTTOM y TOP); es

decir, en el lado de soldadura de elementos y en el lado de ubicación de los componentes.

El único módulo que utilizó sólo el lado de soldadura para el ruteado fue la tarjeta de

alimentación. Esta disposición del ruteado fue aceptable, puesto que asumimos un tamaño

adecuado para las tarjetas.

Fig. 3.1 Píinel .frontíil de presentación del Equipo

A continuación se presentan los diagramas circuitales, la disposición de elementos

dentro de los módulos y las tarjetas con el ruteado automático de pistas y vías.

124

Fig. 3.2 Módulo de Alimentación General

125

Fig. 3.3 Distribución de elementos en el módulo de alimentación general

Fig. 3.4 Trazado de pistas y vías pard el módulo de alimentación general

Esc: 1: 1

126

Fig. 3,5 Módulo de Sincronismo, Temporizadon y Barrido

127

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ooooooon

Fig. 3.6 Distribución de elementos en el modulo de barrido

Fig. 3.7 Trazado de pistas y vías en el lado de soldadura del módulo de barrido

Esc: 1:1.25Fig. 3.8 Trazado de pistas y vías en el lado de componentes del moódulo de barrido

128

Fig. 3.9 Módulo de prueba de TBJ

129

ollRTlaa R2" aa ~KToalRSla

O O O O O O O O r™— , ° _j\°, °

a(B2£!D Oô R16

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U1 ™P "fPfTr aíTría ^ ¡>( o o o o o o o a ) - ' D O O O O O O O ppiojo a R12 D

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02 20 a D D D a D a Q D D l lCD o) , a a D a D p D D n p i n

Fig. 3.10 Distribución de elementos en el módulo de prueba de TBJ

Esc: 1:1.25

130

Fig, 3.11 Trazado üe pistas y vías en el lado de soldadura del módulo de prueba de TBJ

Fig. 3.12 Trazado de pistas y vías en'el lado de componentes del modulodde prueba de TBJ

Esc: 1:1.5

131

Fifi. 3.13 Módulo de Prueba de JFET

132

R22

Fig. 3.14 Distribución de elementos en el módulo de prueba de JFET

Esc: 1:1.25

133

bottom

Fig. 3.15 Trazado de pistas y vías en el lado de soldadura del módulo de prueba de JFET

Fig. 3.16 Trazado de pistas y vías en el lado de componentes del módulo de prueba de JFET

Esc: 1:1.25

134

3.1.1 DISPOSICIÓN DE LOS MÓDULOS DENTRO DEL EQUIPO

Antes de hablar de una disposición de módulos dentro del equipo, mencionemos

algunas características de la caja metálica en la cual van incorporadas las cuatro tarjetas y

el transformador; estas características son:

El material de la caja metálica es de acero reforzado, resistible a golpes externos y

a cualquier presión ejercida externamente.

El peso de la caja metálica por ser de acero reforzado es de aproximadamente 3

Kgs peso elevado pero que se compensa con la resistividad del equipo. El peso

completo del equipo una vez montados todos los módulos y el transformador en la

caja metálica es, de aproximadamente 5Kg.

Las dimensiones de la caja metálica tomando en consideración el tamaño de los

módulos y aplicando una adecuada distribución de los mismos conjuntamente con

el transformador, son: largo = 250mm, ancho = 210mm y altura = 1 lOmm.

La disposición de los módulos dentro de la caja metálica del equipo, se la realizó

tomando en consideración varios puntos de análisis; por ejemplo, el tamaño de cada una

de ellas, la ubicación de los conectores para una adecuada interconexión y la ubicación de

los controles externos que van encaminados hacia un panel frontal de presentación externo

al equipo.

Aprovechando la homogenidad de los módulos de prueba del TBJ y del JFET, se

procedió a construir a las dos tarjetas del mismo tamaño, con el objetivo de poder

ubicarlas una sobre otra para ahorrar espacio en las dimensiones de la caja metálica.

Similar situación ocurrió con los otros dos módulos restantes, el de alimentación y el de

barrido. En este caso se vio la necesidad de ubicar el módulo de alimentación sobre el

módulo de barrido, puesto que este módulo se encarga de proporcionar el voltaje de

alimentación a todas las tarjetas, razón por la cual esta tarjeta debe incluir disipadores de

calor, los cuales deben estar a un nivel superior de las tarjetas dentro del equipo.

135

Desde el punto de vista de la conexión de los conectores, se escogió la alternativa

de montaje que facilitaría la conexión y desconexión de los mismos para un adecuado

montaje y desmontaje deias tarjetas dentro del equipo.

Otra alternativa para la disposición de los módulos, pero que no fue considerada

tan primordial, fiíe la conexión de ciertos controles externos ubicados en el panel frontal

de presentación del equipo, no se le dio importancia puesto que estos controles llegaban a

conectarse a los módulos por medio de cables o mediante los conectores anteriormente

mencionados.

La foto indicada en la figura 3.17 nos muestra una vista interior completa del

equipo, en ella se puede apreciar la tarjeta de prueba del JFET y la tarjeta de alimentación,

la cual se encuentra muy cercana al transformador.

Fig. 3.17 Vista interior del Equipo

136

3.1.2 DISPOSICIÓN DE CONECTORES DENTRO DEL EQUIPO

Para poder realizar una identificación de los conectores dentro del equipo, se

utilizan los diagramas mostrados en la figura 3.18, en la cual hemos hecho una

aproximación de la ubicación de los conectores tanto en las tarjetas inferiores como en las

superiores del equipo.

La denominación CON indica que es un conector que interconectará a las tarjetas

dentro del equipo, mientras que CONEXT es un conector que interconectará a cualquiera

de las tarjetas pero con el panel frontal de presentación, por ejemplo:

CON4: Conector que lleva los relojes para los MUX desde el módulo de

sincronismo y barrido hasta el módulo de prueba del JFET.

CON3: Conector que conduce el voltaje de alimentación necesario desde el

módulo de alimentación hasta el módulo de sincronismo y barrido.

CONEXT3: Conector que permite manipular sea un TBJ NPN o un TBJ PNP,

mediante un control mecánico externo al equipo, ubicado en el panel frontal del

mismo.

CONEXT8: Conector que nos permite sacar los terminales del JFET del módulo

de prueba hacia el panel frontal, para poder realizar las pruebas con cualquier

JFET.

CONEXT6; Conector que nos permite manipular las escalas de corriente de

drenaje ID, mediante un switch mecánico de tres posiciones externo al equipo,

ubicado en el panel frontal del mismo.

Para evitar un daño interno del equipo, se ha incluido en la parte posterior del

mismo un fusible de 2QOmA a la entrada del transformador.

137

^i°OOQi CONEX76

"* o o o o

CONEXT7Selector CH A/B LÜjD JPI6

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TARJETA DE PRUEBA DEL JFET

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de Barrido

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s.

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TARJETA DE PRUEBA DEL TBJ

CONEXT4

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Selector CH A/B Í5|

^yCONEXT5Selector U Y mocólo poro TE

JP8 B ' r

(a o o o o o o o)

CON5Relojes pora los UUX

CON6

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jp)0 >JÍmonloc!on de lo tarjeta

TRANSFORMADOR

CON1•= -5, Solido del"= ' Tronslormodor

jei

a o o o o o o o o o o o

CON EXT 1S«tl«ctor da barrido

TARJETA DE SINCRONISMO,BARRIDO Y GEN. INTERNO

|o] CON3 _ CONEXT2

oo

?lslJP4 CON4 JP5 CON5( a o o o o o o o ) f a o o o o o o o )

Relaje) pora loi UUX

VISTA SUPERIOR DEL EQUIPO (PLACAS INFERIORES)

Fig. 3.18 Disposición de conectores dentro del equipo

138

3.2 PRUEBAS EXPERIMENTALES CON EL EPAT

Esta parte contiene una descripción de las pruebas de funcionamiento del Equipo de

Prueba para Amplificadores a Transistor, EPAT., formas de onda y resultados en las

mediciones de algunos parámetros importantes de los transistores de prueba. Se indican

además algunas condiciones y precauciones para el correcto funcionamiento del EPAT y

un estudio comparativo de los resultados obtenidos en base a nuestro equipo con otros

equipos de medida.

3.2.1 SEÑALES BE SALIDA BEL EPAT

Las señales obtenidas por el EPAT se clasifican en dos grupos: señales de excitación

al transistor bajo prueba, TBP y señales a los canales del osciloscopio. Como es de

esperarse, las señales de excitación son, en términos generales, constantes (o fijas)

independientemente del TBP.

3.2.1.1 Señales de Excitación del EPAT

En las figuras 3.19 (a), (b), (c) y (d) se observan la secuencia de las señales de

excitación a los terminales Base, Colector; Compuerta y Drenaje de los transistores bajo

prueba en un período completo, para el caso de transistores .NPN, PNP y JFET canal N y

Canal P, respectivamente17. El período total para cada caso es 40ms, la frecuencia del

generador (frecuencia de trabajo) es 2KHz.

Las pruebas sucesivas de funcionamiento del equipo nos llevan a determinar a

SOKHz como la frecuencia máxima de trabajo del equipo; a frecuencias superiores a la

indicada el equipo presenta ciertos trazos en la pantalla del ORC, que pueden alterar el

resultado del análisis para algún dispositivo de prueba y provocar conclusiones erróneas.

Debido a lo anterior se recomienda la medición de las características del TBP a frecuencias

distintas.

11 Las señales indicadas han sido obtenidas por medio del osciloscopiodigital TEK TH5720 y del software WAVESTAR 1.0.3 de TEKTRONIX.

139

jlliSsiB^|éfi raMWfíHfc'&sí a 3 ¡¿.SíHÍhpHrmPnra mHi itíjfl

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Fig. 3.19(a) Señales de Excitación a los terminales Base y Colector para un transistor NPN.

ÍÍ&7.S ! « I ¡¡, í i1 H:¡í J< ss ¡ : "*- '-ürj.a...i

Fig. 3.19(b) Señales de Excitación a los terminales Base y Colector para un transistor PNP140

Fig. 3.19(c) Señales de Excitación a los terminales Compuerta y Drenaje para un JFET canal N

2,'OO A. 5. .5i

r:íí;:;ÍKÍSíS3;E^:::!ii:b:;::E;ci:i;;p:!j^iaaBHSNgfeis l-m- aeHagmHtgKgffM

Fig. 3.19(d) Señales de Excitación a los terminales Compuerta y Drenaje para un JFET canal P.

141

3.2.1.2 Señales a los canales del ORC.

Las señales de salida a los canales del osciloscopio son básicamente dependientes del

dispositivo de prueba, por este motivo nos referiremos al análisis de éstas a partir de los

resultados obtenidos por el EPAT para algunos de los transistores y diodos más comunes

del mercado.

La manipulación de los controles del EPAT, para su funcionamiento correcto, se

explica de manera detallada en el "Manual de Operaciones del EPAT\o en el

Anexo 1 del presente trabajo.

En la figura 3.20 se indica la respuesta del EPAT cuando se ha conectado en los

terminales de TBJ el transistor 2N3904. La frecuencia de trabajo es 2.5KHz. El selector de

IB adecuado para este caso es 5u.A/curva. El punto de trabajo Q para la amplificación

indicada es: VCE = 5V, Ic = 2.7mA. Para dicho punto, la corriente de base

correspondiente es, aproximadamente 12.5pA La relación hfe o (3 determinada a partir del

equipo para Ic e IB obtenidas es (3 = 2.7mA/12.5uA = 216. El valor VBE de saturación

determinado directamente a partir del mismo gráfico (y de la pantalla del osciloscopio) es

0.7V. Para el caso de la figura, la ganancia de voltaje es aproximadamente 6.

Fig. 3.20 Prueba del EPAT para el transistor 2N3904142

En la figura 3.21 se muestra la respuesta del EPAT en la prueba de un transistor

C3038 (ECG 51), para éste la posición adecuada del selector IB es, ahora 50p.A/curva. Las

condiciones de polarización han sido modificadas, de modo que el punto Q de trabajo es

VCE - 4.2V e Ic = 4mA. hfe se determina por la relación 4rnA/175uA = 22

J-' -'•,,ít'J!l..i'"iu ' '.'Ji-MA.-X, —•'Jtvi-jjLiiL^lli1 _, .. ,,.: t; .uinj _'_

\'( v;' sw\/'?^^^W?^ i;i;.-;:;V'l;:.'

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- . . . . .

^^ "

Fig. 3.21 Formas de onda del EPAT para el transistor ECG 51

El ajuste de la corriente de base a valores altos (reducción del control 'R.Q2\a

el punto de operación hacia la saturación a lo largo de la línea de cargas en tanto que la

reducción de corriente de base (aumento de Ro2) mueve el punto de polarización hacia el

corte del transistor. Ambos efectos constituyen causas de una posible distorsión de la señal

de salida. La figura 3.22 muestra la distorsión producida por el aumento del control Ro25 lo

que lleva el punto de operación hacia la región de corte. Otras causas de distorsión en la

forma de onda de salida consisten en los aumentos deliberados del voltaje de entrada o el

control Re. En todos los casos indicados anteriormente, la distorsión de la señal de salida

del amplificador se manifiesta en el EPAT además como una deformación de la línea de

carga, la cual deja de ser recta.

143

»^H*^^g^«if.y; *.A^

•/•^•^^JUvX-S*^--.-irJE^ii.... ™,-TX

* |2 5 VVi:-.'-::^;;*.].. • • ' - ;-:, l;iy ,,;;•, {V > /p"** % • ;•> ••;"í V^t'., 1 -l^M'.^-.xÍ!-.;:---!-'.'"

Fig. 3.22 Distorsión en el amplificador con TBJ producida porla manipulación de los controles del EPAT

El aumento de la frecuencia de trabajo del EPAT (frecuencia del generador externo

o interno) puede producir cambios en las características de algunos transistores TBJ de

prueba. En la figura 3.23 se muestra la prueba del EPAT para el transistor ECG 51, con

una frecuencia de generador de 30KHz. Si bien la característica de entrada es

prácticamente independiente para la variación de frecuencia indicada (2.5KHz a 30KHz),

esto no ocurre con la característica de salida, para la cual se observa un aumento en la

región de saturación del transistor con respecto al análisis realizado en la figura anterior, lo

que obliga a un cambio en las condiciones de polarización para evitar una posible

distorsión en la salida del amplificador.

Puede concluirse entonces, que los niveles de amplificación determinados por el

EPAT se ven reducidos para algunos transistores por aumento de la frecuencia de trabajo.

144

Fig. 3.23 Efectos del aumento de frecuencia de trabajo en la prueba del transistor ECG 51

La figura 3.24 presenta la respuesta del EPAT para una frecuencia de trabajo de

60KHz. Para esta prueba se ha usado el transistor 2N918, útil para aplicaciones de

radiofrecuencia. En este caso la característica de salida del transistor es imperfecta y puede

producir errores de apreciación en la lectura de sus parámetros. La característica de salida

de algunos transistores obtenida a una frecuencia alta de trabajo del equipo presenta la

particularidad de que la región lineal del TBJ contiene una familia de curvas oblicuas. La

inclinación de dichas curvas pueden determinar que el cálculo de (3 sea más dependiente

del punto de trabajo que para frecuencias menores.

La prueba de algunos transistores a frecuencias altas del EPAT puede ocasionar sin

embargo deformaciones en todas las curvas de salida, debido a la pobre respuesta de los

transistores de prueba a las señales de excitación, que se caracterizan por presentar varios

cambios o transiciones de voltaje por período, como se indica en la figura 3.19.

145

Fig. 3.24 Respuesta del EPAT a una frecuencia de generador de 60KHz para el transistor 2N918

En la figura 3.25 se observa la respuesta del EPAT al transistor 2N3906, de tipo.

PNP. Las curvas de salida se encuentran rotadas 180 grados respecto a las obtenidas para

un transistor NPN, a fin de mantener el sentido de los ejes (positivo y negativo), del ORC.

Las características del transistor de prueba en este caso son similares a las obtenidas para

el transistor 2N3904 (la relación hfe = P obtenida del equipo para este caso es

aproximadamente 200), considerando obviamente los signos de voltaje y corriente.

Fig. 3.25 Prueba del EPAT para el transistor TBJ 2N3906.

146

Las figuras 3.26, 3.27 y 3.28 muestran las curvas obtenidas como resultado de la

prueba del EPAT para los JFET 2N4857 (Canal N), ECG460 (Canal P) y ECG317 (Canal

P). El valor Vp para cada transistor se obtiene de manera directa de la pantalla: para los

casos particulares mencionados se obtiene los valores -3.2V, +4.8V y +1.7V,

respectivamente. El parámetro IDSS depende, de la posición adecuada del selector IDj

siendo, para cada caso 25mA, -9mAy -3.5mA.

Para las situaciones anteriores la ganancia del amplificador depende de la

manipulación de los controles VGG, RD y las fuentes de voltaje V(+) y V(-). Sin embargo,

los valores límite de dichas fuentes pueden no ser lo suficientemente altos para que el

amplificador tenga una corriente de drenaje cualquiera (el máximo valor de ésta es SmA).

De modo que es posible que para algunos casos en la señal de salida del amplificador

desaparezca por completo su parte alterna; con mayor razón si se prueba con un JFET

cuya ID.JS es alta.

Fig. 3.26 Prueba del JFET 2N4S57

147

Fig. 3.27 Respuesta del EPATpara el JFET ECG 416

Fig. 3.28 Respuesta del EPAT para el JFET ECG 419 (Canal P)

Al igual que para el caso de TBJ, es posible mediante el EPAT analizar gráficamente

las causas de distorsión en la forma de onda de salida de un amplificador. Hay que notar

que la recta que cruza la curva de transferencia del JFET de prueba presentará

deformación si la distorsión de la señal de salida es considerable18. Si la señal amplificada

presenta poca o ninguna distorsión, puede usarse el punto de cruce entre la recta y la

característica de transferencia para determinar los parámetros ID y VGs del punto de

trabajo.

Fig. 3,29 Distorsión en la señal amplificada , debida a la elección incorrecta del punto de trabajo.

Del mismo modo que el EPAT determina la característica de entrada en un TBJ, es

posible determinar la respuesta de algunos diodos. En la figura 3.30(a) se indica la

característica de un diodo LED verde, para este caso se verifica un voltaje codo de 2V

aproximadamente. En algunos diodos será posible la determinación aproximada de la

corriente codo, para el caso de la figura 3.30 (a) esto resulta difícil por motivos de escala,

mientras que en la figura 3.30(b), que indica la característica de un diodo zéner cuyo Vz =

3.3V, la corriente codo IZK es, según el EPAT, cerca de 0.6mA. En el caso de los diodos

de señal, el límite superior de medición de corriente de codo I¡c, es 4mA, mientras que para

un diodo zéner los límites superiores de medición del EPAT para los valores de voltaje y

corriente zéner, Vz e lz, son 4mA y 8V, respectivamente.

18 Puede considerarse a dicha recta como una medida de la distorsión dela señal amplificada.

149

(a)

(b)

Fig. 3.30 Características de diodos medidas según el EPAT : (a) Diodo LED verde (b) diodo

150

3.2,2 Estudio Comparativo de los resultados obtenidos por medio del EPAT con

otros equipos de medida.

En esta parte trataremos de establecer una comparación ente los valores de los

parámetros de algunos dispositivos que son posibles de obtener directa e indirectamente a

partir del EPAT, con otros equipos y formas de medida.

Debemos tomar en cuenta que, de todos los instrumentos analizados, ninguno nos

permite obtener en forma simultánea más de una característica o parámetro. Respecto a

este análisis podemos considerar al funcionamiento del EPAT como una ventaja.

La siguiente tabla muestra una comparación de los resultados obtenidos para

algunos dispositivos de prueba del EPAT y los obtenidos por algunos instrumentos que

hemos usado durante el transcurso de este proyecto. Se ha descrito para cada caso

únicamente los parámetros comparables.

TRANSISTOR 2N3904

Parámetro

Vn*,u.(V)VcKsut(V)

P"

Datos deFabricantes

0.65 - 0.850.2 - 0.3100-400

EPAT

0.70.3190

Módulo5T1CN

Tektronix

0.680.3170

MultímetroMAXCOM

MX-280

—

-.._

172

MultímetroBK

Precisión

——

196

* El parámetro p o hfe se ha obtenido para las condiciones Ic = 4mA, VCE — 4V

TRANSISTOR 2N3906

Parámetro

Vuitoi-ÍV)VoUV)

P"

Datos deFabricantes

0.65-0.850.25 máx.100-400

EPAT

0.70.2214

Módulo5T1CN

Tektronix

0.720.2

200

MultímetroMAXCOM

MX-280

—

—

185

MultímetroBK

Precisión

——

210

El parámetro P o hfe se ha obtenido para las condiciones Ic = - 4mA, VCE = - 4V

151

TRANSISTOR ECG 51

Parámetro

VnEsal.(V)VCEs,,,(V)

P'

Datos deFabricantes

0.60.2

25

EPAT

0.60.324

Módulo5T1CN

Tektronix

0.550.2528

MultímetroMAXCOM

MX-280

——

22

MultímetroBK

Precisión

——

27

El parámetro p o life se lia obtenido para las condiciones Ic = - 4mA, VCE - - 4V,

TRANSISTOR 2N 918

Parámetro

VBE«.(V)VcwíV)

P"

Datos deFabricantes

0.80.3 típ.

20 rain.

EPAT

0.80.460

Módulo5T1CN

Tektronix

0.85

0.380

MultímetroMAXCOM

MX-280

——

55

MultímetroBK

Precisión

—

65El parámetro p o life se lia obtenido para las condiciones Ic = 4mA, VCE - 4V

TRANSISTOR 2N2222

Parámetro

VBKW.ÍV)VCEsal(V)

P"

Datos deFabricantes

0.65-0.85

0.3 máx.200 típ.

EPAT

0.70.2173

Módulo5T1CN

Tektronix

0.650.3

168

MultímetroMAXCOM

MX-280

——

114

MultímetroBK

Precisión

—138

* El parámetro (3 o life se lia obtenido para las condiciones Ic = - 4mA, VCE = - 4V

TRANSISTOR ECG 294

Parámetro

VBEsa,.(V)

VCEsl,,(V)

p"

Datos deFabricantes

0.6

0.2120 típ.

EPAT

0.6

0,2105

Módulo5T1CN

Tektronix

0.60.2120

MultímetroMAXCOM

MX-280

——

94

MultímetroBK

Precisión

——

111* El parámetro p o life se lia obtenido para las condiciones Ic = - 4niA, VCE = - 4V

152

TRANSISTOR ECG129

Parámetro

Vmtau-íV)VcütatíV)

P"

Datos deFabricantes

0.7 típ.0.2 típ.90mín.

EPAT

0.70,2

98

Módulo5T1CN

Tektronix

0.70.2

105

MultímetroMAXCOM

MX-280

——

98

MultímetroBK

Precisión

——

114

El parámetro (3 o hfe se ha obtenido para las condiciones le - - 4mA, VCE = - 4V

JFETECG312

Parámetro

VP(V)ID* (mA)

grs (M-mho)

Datos deFabricantes

6 máx.5-15

5500 máx.

EPAT

3.59

2570

Módulo 5T1CNTektronix

3.38.5

2570

JFETECG45S

Parámetro

V,. (V)ID* (mA)

gfe Omho)

Datos deFabricantes

1.5 máx1-3

12000 máx.

EPAT

0.4

2.46000


0.353.2

9200

XJJETECG456

Parámetro

Vp(V)IDS, (mA)

grs(M-mho)

Datos deFabricantes

6 máx2-6

3500 máx.

EPAT

0.8

0.91125


0.8

0.7810

153

JFET ECG 326

Parámetro

VP(V)ID»- (mA)

fe (u.mho)

Datos deFabricantes

6 máx.2 -6

3500

EPAT

0.8-> oJ.J

4125


0.8

2.8

3500

JFETECG460

Parámetro

Vv(V)IDss (mA)

g& (u.mho)

Datos deFabricantes

6mín2 - 62500

EPAT

4.89

1875


4.58.5

1888

JFETECG485

Parámetro

VP(V)los (mA)grs (u.mho)

Datos deFabricantes

4 máx4-10 •4000

EPAT

1.5

4.5

3000


1.34.8

3690

En las tablas anteriores algunos de los valores descritos para el EPAT se encuentran

sujetos a la apreciación visual y por los tanto son poco exactos.

En el mercado existen muy pocos equipos que realizan funciones similares que el

EPAT, el ejemplo más directo en nuestro caso es el módulo trazador de curvas 5T1 CN de

Tektronix; por ser el equipo cuyas características son lo más cercanas a las del EPAT. Con

respecto a éste, el EPAT presenta algunas ventajas y desventajas:

154

Ventajas

El EPAT presenta la posibilidad de visualizar en forma simultánea las características

de entrada y salida del transistor y su comportamiento dentro de un circuito

amplificador, así como la determinación del punto de trabajo y la factibiíidad de

establecer en forma gráfica las causas de distorsión en un amplificador básico. El

módulo 5T1CN se limita a mostrar las características de fabricación de un transistor

(una a la vez), siendo su manipulación más complicada e incluso más peligrosa.

Se puede considerar al EPAT como un equipo estándar, utilizable con cualquier

osciloscopio de rayos catódicos. El módulo trazador de curvas es útil solo con

cierto tipo de ORC, lo cual lo hace menos manejable.

El EPAT presenta la posibilidad de cambiar la frecuencia de trabajo, lo cual es

ventajoso pues permite la observación del comportamiento de las características de

los transistores a frecuencias diferentes. El módulo 5T1CN trabaja a una frecuencia

fija(HOHz).

Desventajas:

En lo referente a la determinación de los parámetros de fabricación de los

dispositivos semiconductores el 5T1CN presenta mayores ventajas que el EPAT por

su facilidad de cambios de escala, como por ejemplo, rangos mayores de variación

de voltajes a los canales, lo que permite una mayor posibilidad de escalamiento de

las características de los elementos semiconductores de prueba.

La precisión en la medición de los parámetros de interés es mayor en el módulo

indicado debido a que es un equipo orientado a la determinación de los parámetros

estáticos de ios elementos de prueba.

155

Como se puede apreciar del análisis de los resultados, resulta complicado determinar

de manera precisa la totalidad de los parámetros que se obtienen de un solo equipo de

medida, de modo que no es posible considerar a uno solo de ellos como el más confiable.

La mayoría de manuales de fabricantes que describen las características de los dispositivos

semiconductores no presentan un valor definido de ellas sino un rango o promedio, de

modo que los hemos usado tan solo para determinar una tendencia de los valores

obtenidos.

156

*

ANÁLISIS ECONÓMICO DE LA CONSTRUCCIÓN DEL EPAT.

Evaluación Económica de la Construcción del Equipo

Fecha: Febrero de 1998 Cotización del dolar: S/. 4-.55Q,oo

Cantidad Costo Unitario Costo Total

(Sucres) (Sucres)

Circuitos Integrados

Descripción

XR2206

CD4040

CD4051

CD4052

CD4053

LF347N

74LS14

74LS08

1

1

2

5

2

15

1

1

30.000

10.000

4.500

4.500

4.500

7.000

2.500

2.500

30.000

10.000

9.000

22.500

9.000

105.000

2.500

2.500

Reguladores de voltaje

LM7805

LM7808

LM7905

LM7908

LM317

LM337

1

1

1

1

2

1

2.500

2.500

2.500

2.500

3.500

5.000

2.500

2.500

2.500

2.500

7.000

5.000

Resistencias

Resistencia 1/4 W

Potenciómetro lineal

Potenciómetro perilla

132

15

8

100

4.000

3.000

13.200

60.000

24.000

157

Capacitores

Cerámico 5 500 2.500

Electrolítico luF 18 1.000 18.000

Electrolítico 4700oF 2 3.500 7.000

Dispositivos Semiconductores

Diodo Germanio 1 800 800

Diodo Rápido 1 1.000 1.000

Transistores Switching 3 3.000 9.000

Sócalos

Sócalo 14 pines 17 1.000 17.000

Sócalo 16 pines 6 1.500 9.000

Sócalo especial 16 pines 6 3.000 18.000

Coxiectores

Conector 3 pines macho y hembra 3 3.000 9.000

Conector 2 pines macho 3 400 1.200

Conector 4 pines macho 6 500 3.000

Conector 8 pines macho 10 1.000 10.000

Conector 20 pines macho 1 2.500 2.500

Conector 2 pines hembra 3 2.600 7.200




Conector coaxial hembra 2 6.000 12.000

Conector coaxial macho 4 6.000 24.000

158

Conector hembra

Conector para GND

Cable plano 20 hilos

Cable UTP 15 hilos

Cable coaxial RG-58

Tarjetas

Módulo AHmentación

Módulo Barrido

Módulo TBJ

Módulo JFET

Otros

Transformador 120V:15V

Cable de alimentación

Porta fusible

Interruptor ON/OPF

Pulsador sincronizado

Selector 10 posiciones

Selector 4 posiciones simple

Selector 3 posiciones doble

Selector 2 posiciones simple

Sócalos para carga externa

Perillas para potenciómetros

Panel frontal de presentación

Caja metálica

Pintura en Spray (color azul)

Material Térmico Contráctil

COSTO TOTAL

2

1

Im

2m

Im

1

1

1

1

1

1

1

1

3

1

1

1

1

2

8

1

1

2

2m

2.000

2,500

5,500

5.600

2.500

25.000

35.000

55.000

50.000

25.000

2.500

3.000

3.000

4.000

25.000

4.000

3.000

2.000

2.000

2.000

100.000

300.000

8.000

10.000

4.000

2.500

5.500

11.200

2.500

25.000

35.000

55.000

50.000

25.000

2.500

3.000

3.000

12.000

25.000

4.000

3.000

2.000

4.000

16.000

100.000

300.000

16.000

20.000

s/. 1'291.900

159

Análisis de la Evaluación Económica de la iniplementación del EPAT

Se puede observar el costo del sistema en cuanto tiene que ver con los

elementos y demás accesorios que se encuentran instalados en el equipo, es decir, este

costo representa el valor efectivo del equipo.

El bajo valor en el costo efectivo del equipo, se puede atribuir a que los cuatro

módulos del equipo están desarrollados en base a elementos de fácil disponibilidad en

el mercado local, como son; resistencias, capacitores, diodos, transistores,

amplificadores operacionales, etc. Esto puede representar una considerable ventaja en

cuanto se refiere al ahorro de dinero y tiempo, de aquí que no hubo necesidad de

importar ningún elemento en particular.

El costo del equipo no puede ser determinado tan sólo por los elementos que

lo componen sino que además, se. debe tomar en cuenta todo lo que representa tiempo

de diseño, investigación y construcción. En base a esta estimación del costo de

desarrollo del equipo, resulta evidente que el esfuerzo económico y el tiempo de

diseño y pruebas es considerablemente alto. Esto, sin embargo, es normal en el

desarrollo de un prototipo.

La implementación práctica del equipo se ha llevado a cabo a partir de una.

serie de pruebas. Al realizar dichas pruebas, surgieron algunos problemas por lo que

se destruyeron varios elementos, el valor debido a esta situación representa también

parte del costo de desarrollo del equipo que actualmente se encuentra funcionando

correctamente.

Analizando el costo general del equipo, se puede concluir que este valor es

bajo, puesto que encontrar un equipo que realice todas las funciones del EPAT a nivel

local, resultaría imposible. La única alternativa sería importar del exterior un equipo

similar, cuyo costo del equipo sería sumamente superior al establecido en el EPAT.

160

CONCLUSIONES

El desarrollo de este trabajo ha significado para nosotros una experiencia

importante, principalmente en el aspecto en que con ella hemos contribuido a versatilizar la

enseñanza y el aprendizaje de los transistores bipolares de juntura y los transistores de

efecto de campo, elementos de mucha importancia en la electrónica básica. Muchos de los

aspectos concernientes al diseño y construcción del EPAT, han significado un reto para

nosotros, pero creemos haber satisfecho, al terminar este proyecto, los objetivos

planteados.

Este trabajo es, en su mayoría, fruto de nuestra experiencia práctica en los

laboratorios; los circuitos planteados como solución para satisfacer las necesidades de

algunos sistemas del equipo pueden no ser lo más óptimos o adecuados y muchos de ellos

contribuyeron a limitar su funcionamiento.

Quizá la etapa más complicada de la elaboración de esta tesis constituyó la

construcción del equipo, esta actividad totalmente nueva para nosotros, fue un proceso

lento, repetitivo y nos llevó la mayoría de tiempo.

Como es sabido, todos los resultados de las mediciones realizadas mediante el

EPAT están sujetos a errores, así como también lo están todos los cálculos matemáticos

necesarios para realizar los diseños. La falta de exactitud del EPAT debe atribuirse a los

elementos que la constituyen: las resistencias de un valor específico que cambian al ser

sometidas a temperaturas elevadas, circuitos integrados que responden de manera

diferente con una pequeña modificación en su alimentación, etc.

El EPAT íue concebido en forma modular con la finalidad de facilitar su

mantenimiento, en caso de requerirlo. Se constituye básicamente de 4 sistemas: el primero,

denominado Circuito de Sincronismo, Barrido y Temporización, que controla al resto de

sistemas; toma la señal periódica de entrada (excitación) y sincroniza a ésta la respuesta del

161

• Los límites de potencia del EPAT se determinan por las condiciones máximas de

funcionamiento de algunos de sus elementos, como los integrados 4051,4052 y

4053, en los cuales, los máximos niveles de voltaje para una correcta operación

son+8 V y-8 V.

• Otro limitante, constituye el rango de frecuencia de respuesta del equipo (500Hz -

SOKHz), el cual se atribuye principalmente a dos causas: el limitante de ciertos

circuitos integrados, principalmente los multiplexores analógicos, para una buena

respuesta a frecuencias superiores a 40KHz, lo cual restringe el uso del EPAT a

frecuencias por sobre los SOKHz. La causa que evita que el EPAT trabaje a

frecuencias menores a 400Hz es la imposibilidad que tiene el equipo de presentar a

esas frecuencias un conjunto de trazos continuos que den la apariencia de ser

simultáneos en la pantalla del osciloscopio, pese a que el equipo está trabajando

adecuadamente. No obstante, este rango de frecuencia es suficiente para

determinar qué tipo de transistores operan correctamente y, en el caso de algunos,

hasta qué frecuencia.

• Existe un limitante en la determinación de los parámetros de los transistores, como

son: determinación exacta del P para el caso del TBJ, debido a que los transistores

usados como patrones, no tienen, como se comprobó más adelante, una relación

lineal IC/IB adecuada. Los parámetros V? e IDSS, de un JFET pueden ser medidos en

el EPAT, hasta SV y 40 mA respectivamente, lo cual se atribuye como

mencionamos anteriormente a los limites de potencia del equipo.

• El EPAT define la mayoría de sus resultados en forma visual, por lo cual esto puede

constituirse en otro limitante, puesto que, la percepción visual es diferente para

cualquier persona (depende de su ubicación, grado de visibilidad, etc.).

No existe en el mercado, un equipo que determine las características anteriormente

mencionadas en forma exacta. Por este motivo resulta difícil establecer una tasa de error

adecuada para el EPAT.

163

Se sugieren como alternativas de mejoramiento del EPAT, la factibilidad de creación

de módulos adicionales que permitan manejar otras configuraciones circuitales de

amplificadores a transistor, tomando en consideración los límites de funcionamiento del

equipo.

165

ANEXOS Y BIBLIOGRAFÍA*

T OX3NY

A - 1

Alimentar la unidad sólo con 110V CA, 60Hz.

ÍNDICE

PrecaucionesDescripción general ............

identificación de partes ..........Operación básica

Aplicaciones generales ..........Guía para la solución de problemas

Especificaciones

.. 1

.. 1

.. 2

..4

..71011

Eviíar el uso del EPAT en lugares dondeexista abundante polvo.

Antes de conectar el EPAT, revisarpreviamente el estado del fusible, ubicadoen la parte posterior del equipo (la unidadrequiere un fusible de 0.2A).

En caso de avería, estudiarcuidadosamente los diagramas internosdel equipo, o solicitar ayuda autorizada.

El EPAT es un dispositivo que permitechequear el funcionamiento de transistores yFETs, en forma visual mediante un osciloscopiocomún. En la figura 1 se indica un ejemplo de latotalidad de curvas que se obtienen mediante elEPAT para un transistor tipo NPN cualquiera.

Característicade Entrada(IB vs VBE)

Característicade Salidale vs VCE

Recta de Carga Estáticadel amplificador en

Emisor Común

Voltaje de Voltaje deBase del Colector del

amplificador amplificador

Fig. 1 Curvas Características provistas por el EPAT para unTBJ tipo NPN.

A - 2

PANEL FRONTAL DE PRESENTACIÓN

A ~ 3

La figura 2 presenta las curvas obtenidas paraun JFET canal N, mediante el EPAT.

Característicade Transferencia

(lo vs VGS)

Característicade SalidaID vs Vos

Voltaje deCompuerta delamplificador

Voltaje de Drenajedel amplificador

Fig. 2 Curvas Características provistas por el EPAT para unJFET canal N.

A continuación se da una descripción de ¡afunción y operación de los controles y conectoresdel panel frontal del EPAT. Más detalles seexplican en Operación Básica.

1.0N/OFF Interruptor de alimentación.

2. GENERADOR Si se encuentra presionado, launidad funcionará usando comoentrada un generador externo,cuya señal debe conectarse enlos terminales de GEN.EXTERNO. En caso contrario elEPAT hará uso del generadorsenoidal interno.

3. BARRIDO La elección de una de lasposiciones del control deBARRIDO se hará según lafrecuencia de la señal delgenerador, sea éste interno oexterno.

Si se ha seleccionado la opción de generadorinterno, es posible manipular los siguientescontroles :

4. AMPLITUD Varía la amplitud de la señalsenoidal provista por e!generador interno, entre OV y2V como máximo.

5.FRECUENCIA Permite la variación defrecuencia de la señal senoidaldel generador interno, desdeSOOHz hasta SOKHz.

6. DISPLAY Según la posición de esteselector se habilitará en loscanales del osciloscopio lasformas de onda respectivaspara visualizar las curvas delTBJ o FET de prueba.

7. NPN/PNP Presionado provee la circuiteríainterna necesaria para la pruebade un TBJ tipo PNP. En casocontrario, el equipo permitirá laprueba de transistores NPN.

8. RBi y Re Estos controles permiten lavariación de las condiciones defuncionamiento del amplificadoren emisor común que utiliza eltransistor de prueba.

9. CH N/CH P Si este botón se hallapresionado se aceptará laprueba de FETs canal P; encaso contrario solo se tolerará laconexión de FETs canal N.

10. VGG y RD Estos controles de voltaje sobrela compuerta y resistencia dedrenaje, respectivamente,permiten la variación de lascondiciones de funcionamientodel amplificador en laconfiguración de Fuente Común

, que utiliza el JFET de prueba.

11. V(+) y V(-) Varían el nivel de voltajecontinuo aplicado comopolarización a los circuitosamplificadores: la perilla V(+)será útil para el caso detransistores NPN y JFET canalN, mientras que V(-) paratransistores PNP y JFET canalP.

12. GÁNALA,CANAL B

13. RL

14. Selector IB

Conectares de cable coaxialque se aplicarán a las entradasA y B del osciloscopio de rayoscatódicos.

Conectores a los que se puedeacoplar una carga externa, acualquiera de los dosamplificadores del EPAT.

Permite la variación de lospasos de corriente de base,dependiendo de lascaracterísticas del TBJ.

15. Selector 1D Cada posición de este selectorestablece un escalamiento decorriente de drenaje, según lascaracterísticas del transistor.

16. BCE y GDS zócalos para la conexión de loselementos de prueba (TBJ yJFET, respectivamente).

Previo al chequeo de cualquier elemento deprueba, es necesario efectuar los siguientespasos para habilitar el EPAT y el osciloscopio.

1. Los terminales CH A y CH B del EPAT debenconectarse a los respectivos canales delosciloscopio mediante los cables incluidos enla unidad.

2. Encender el osciloscopio y habilitar loscanales A y B. Proceder luego a seleccionaren éste la posición X vía B (ó X-Y según ladenominación), se apreciará en la pantalla untrazo en forma de punto, el cual debecolocarse mediante los controles de posiciónen el origen de coordenadas.

3. En los controles SCALE de los canales A y Bdel osciloscopio deberá seleccionarse 1V/div y2V/div respectivamente.

4. Encienda el EPAT y elija la opción degenerador (externo o interno) mediante elbotón GENERADOR, en caso de que se

A - 4decida aplicar un generador externo, éstedeberá cumplir las siguientes condiciones :

• la señal ingresada debe ser periódica ydebe tener por lo menos un cruce por ceroen cada período. Evitar en lo posibleingresar una señal de magnitud elevada.

• la frecuencia de la señal debe estar dentrodel rango de funcionamiento óptimo delequipo (400Hz~100KHz)

Debe tomarse en cuenta que la inclusiónde una señal cuya amplitud sea grande puedeobligar a distorsiones en las formas de ondade salida del amplificador y rectas de cargairreales.

5. Mediante el control de BARRIDO del EPATelija el rango de frecuencia adecuado para lafrecuencia de trabajo (si ésta es, por ejemplo,14KHz elija la posición 10KHz).

a) CHEQUEO DE UN TRANSISTORTBJ-NPN.

1. Efectuados los pasos anteriores elegir laposición TBJ del selector DISPLAY.

2. El botón NPN/PNP debe estar hacia afuera(color negro).

La pantalla del osciloscopio presentará unconjunto de trazos similar al que se indica enla figura 3.

Fig. 3 Vista de la pantalla del osciloscopio previa la conexión deltransistor NPN de prueba

3. Conocida de antemano la distribución de lospines del transistor ubicarlos en el conectorpara TBJ en forma adecuada.

A - 5

Una vez conectado el transistor de prueba sedebe considerar que lo cuadrantes superioresde la pantalla del osciioscopio se encuentraescalada en corriente (2mA/div), de modo quecualquier cambio en la escala del osciloscopiodebe incluir dicha consideración.

Fig. 4 Conjunto de trazos correspondientes al transistor NPN deprueba

5. Puesto que el rango de corriente de colectordel amplificador está entre O y 10 mA, esposible que la característica de salida deltransistor de prueba exceda el máximo de lapantalla (debido a la relación p = IC/IB,característica para cada transistor). El EPATpresenta un selector de pasos de corriente debase (3.3j.iA/div, SuA/div, 10¡AA/d¡v y50|jA/d¡v), el cual deberá manipularse hastaobtener todas las curvas características (8 entotal) dentro de la pantalla (la determinaciónde p para el transistor de prueba se detallaráen la sección aplicaciones generales).

6. Manipular los controles RB, V(+), Rc hastaobtener el punto de operación deseado para elamplificador.

Fig. 5 Vista de [a pantalla del osciioscopio previa la conexióndel transistor PNP de prueba.

2. Repetir los pasos 3., 4., 5., y 6. del chequeodel transistor NPN, notará que lascaracterísticas del transistor PNP de pruebase presentan en los cuadrantes "opuestos" enrelación a los respectivos para el caso a),como se muestra en la figura 6.

Fig. 6 Trazos correspondientes al chequeo de un TBJ-PNP

c) CHEQUEO DE UN JFET CANAL N.

b) CHEQUEO DE UN TRANSISTORTBJ-PNP

1. El botón de selección NPN/PNP debe estarpresionado (color anaranjado). En la pantalladel osciloscopio, se observará un conjunto detrazos similar al indicado en la figura 5.

1. Efectuados los pasos 1 al 6 de instalación delEPAT, elegir la posición FET del selectorDISPLAY.

2. El botón CH N/CH P debe estar hacia afuera(color negro).

La pantalla del osciloscopio presentará unconjunto de trazos similar al que se indica enla figura 7.

3. Conocida de antemano la distribución de lospines del JFET ubicarlos en el conector paraFET (lado derecho dei panel frontal) en formaadecuada.

4. Una vez conectado el FET de prueba debeconsiderarse que lo cuadrantes superiores dela pantalla del oscíloscopio se encuentraescalada en corriente, ID. La característicapropia de cada FET da lugar a que el valormáximo de la corriente de drenaje, IDSS (paraVGS = OV), presente valores entre 1 y 40miliamperios, de modo que, para apreciartodas las características dentro de la pantalladebe elegirse una de las posiciones delselector de ID (1mA/div, 5mA/div y 10mA/div).Debido a este motivo los cuadrantessuperiores de la pantalla del osciloscopioadoptarán la escala definida por la posicióndel selector de 1D.

A - 65. Manipular los controles VG, V+, RD hasta

obtener el punto de operación deseado para elamplificador.

a) CHEQUEO DE UN JFET CANAL P

4. El botón de selección CH N/CH P debe estarpresionado (color anaranjado). En la pantalladel osciloscopio, se observará un conjunto detrazos similar al indicado en la figura 9.

Fig. 7 Vista de [a pantalla del osciloscopio previa la conexióndel JFET canal N de prueba.

Fig. 9 Conjunto de trazos en la pantalla del oscíloscopio para laprueba de un JFET canal P

2. Repetir los pasos 3., 4. y 5. del chequeo delJFET canal N, notará que las característicasdel FET canal P de prueba se presentan enlos cuadrantes "opuestos" en relación a losrespectivos para el caso c), como se muestraen la figura 9,

Fig. 8 Vista de la pantalla del osciloscopio una vezconectado el JFET canal N de prueba.

Fig. 10 Vista de los trazos correspondientes a unJFET canal P

La siguiente sección describe cómo usar elEPAT algunos chequeos y mediciones comunesde transistores, FETs y algunos diodos. Medianteestas será posible determinar el estado, forma deoperación y parámetros característicos demanufactura de dichos elementossemiconductores. Antes de revisar esta sección,se recomienda que el usuario vayafamiliarizándose con los procedimientos de usodel EPAT.

TRANSISTORES BIPOLARES

El EPAT permite probar cualquier transistorbipolar. La máxima corriente de colector, lc quepuede medirse es 160mA.

Disposición de Controles. Ubique los controlesdel EPAT del siguiente modo :

DISPLAY: TBJ (hacia la izquierda)TBJ: NPN/PNP Botón hacia afuera (NPN)

Botón presionado (PNP)

Ubicar el transistor de prueba en formaadecuada a los puntos del conectorTBJ.

Chequeos y Medidas. Usar las siguientesinstrucciones para efectuar chequeos ymediciones del transistor una vez que loscontroles han sido dispuestos correctamente y eltransistor ha sido instalado en el equipo como sedescribió previamente.

Estado del elemento.

Conectar el TBJ en forma debida, según sutipo y comprobar si se obtiene todo el conjunto deformas de onda en la pantalla del osciloscopio,similar a los de las figuras 4 y 6. De no obtenersealguna de las curvas antes mencionadas, puedeconcluirse que el transistor de prueba esdefectuoso.

Punto de Trabajo, Q del amplificador.

Una vez conectado el transistor y obtenidaslas curvas correspondientes en la pantalla del

A - 7osciloscopio, el punto de trabajo del amplificadorse obtiene directamente tomando el punto mediode la recta de carga, como se muestra en lafigura 11. La lectura del voltaje colector-emisorcorrespondiente, VCE se hace desde el punto deorigen de coordenadas sobre el eje X,considerando que cada división de la pantallarepresenta 2V. De similar manera, la lectura decorriente se hace sobre el eje Y considerandocada división de la pantalla representa 2mA.

Punto detrabajo

Recta deCa r g a Está tí c a

Fig. 11 Determinación del Punto de Trabajo del Amplificadoren base al transistor de prueba.

Hay que notar que la elección del punto Qse hace mediante la manipulación de algunoscontroles del equipo, por este motivo debetomarse en cuenta que las condiciones delamplificador deben ser óptimas, en otraspalabras libres de distorsión.

P (pequeña señal).

La relación de transferencia de corriente depequeña señal, p ó hfe, es Ale/Ale, para VCEconstante. Para obtener un valor aproximado dep, realice el siguiente procedimiento :

Obtener el punto de trabajo del amplificador,realizando el procedimiento indicado en la parteanterior (identificar el valor de lc en el ejevertical, Y.

En el cuadrante correspondiente a lacaracterística de salida (I Cuadrante en el casode NPN y III Cuadrante para PNP) debenencontrarse 8 curvas, incluida lc = O ; de noocurrir aquello deberá elegirse la escalaadecuada en el selector de IB (no debe alterarseninguna escala del osciloscopio).

El selector de IB determina el valor en uA de lacorriente de base para cada una de las 8 curvas

de la característica de salida. Identifique lacorriente de base correspondiente al punto Q. Elvalor p en el punto de trabajo se establecerámediante la relación entre las lecturas de lc e IB.

Vr

La región de saturación, usualmentedefinida como región no lineal, puede obtenersedirectamente a partir de la característica desalida. Para el punto de trabajo se establecevisualmente como eí voltaje medido desde elorigen de coordenadas hasta el "codo" de lacurva correspondiente.

Se obtiene a partir de la característica deentrada (n cuadrante para NPN y iv cuadrantepara PNP). Para este caso se considera unnuevo origen de coordenadas, como se muestraen la figura 12

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La lectura de VBEsai se hará desde el puntoO' hacia la derecha, considerando la escala de2V/div para el eje horizontal.

VBdel amplificador.

El Voltaje de Base, VB corresponde a unaforma de onda constituida por un voltaje alterno,proveniente del generador de entrada y por unnivel de voltaje continuo, originado por el circuitoamplificador en emisor común, el cual esmanipulado por el usuario. La medición de VB sehará tomando las mismas consideraciones quepara la lectura de VBEsat (el origen de mediciónse hará desde O').

a (pequeña señal).

Se define como la relación a = h¡b= Alc/AIE para

A - 8constante, a no puede ser medido

convenientemente con el EPAT, puede, sinembargo, ser calculado desde p con la siguienteecuación : a = p/(1 + p).

TRANSISTORES DE EFECTOCAMPO UNIJUNTURA, JFET.

DE

El EPAT permite probar la mayoría detransistores de efecto de campo uníjuntura,JFETs. La máxima corriente de drenaje, IDSS que

puede medirse es 50mA.

Disposición de Controles. Ubicarcontroles del EPAT del siguiente modo :

los

DISPLAY: FET (hacia la derecha)FET : CH N/ CH P Botón hacia afuera (CanalN)

Botón presionado (Canal P)

Ubicar el transistor de prueba en formaadecuada a los puntos del conector FET.

Chequeos y Medidas. Usar las siguientesinstrucciones para efectuar chequeos ymediciones del JFET una vez que los controleshan sido dispuestos correctamente y el transistorha sido instalado en el equipo como se describiópreviamente.

Estado del elemento.

Conectar el JFET en forma debida, según su tipoy compruebe si se obtiene todo el conjunto deformas de onda en la pantalla del osciloscopio,similar a los de las figuras 8 y 10. De noobtenerse alguna de las curvas antesmencionadas, puede concluirse que el transistorde prueba es defectuoso.

VP (Voltaje de corte de compuerta-fuente).

Se define como el voltaje compuerta-fuentemínimo para el cual existe ausencia de corrientede drenaje. En la pantalla del osciloscopio puedeobtenerse fácilmente a partir de la característicade transferencia (II cuadrante para el FET canalN y iv cuadrante para el FET canal P), otambién desde la característica de salida (icuadrante para el FET canal N y III cuadrantepara el FET canal P).

La lectura de VP desde la característica detransferencia se hace en forma directa mediantela lectura del voltaje en el eje X, es decir paracuando ID es cero. Note que para un FET decanal N, el VP es siempre negativo ; ocurre lo

contrario para un FET de canal P.

También es factible la medición de VP

desde la característica de salida, para ello hayque indicar la siguiente consideración :

Cada una de las curvas de la característica desalida son realizadas en base a valores devoltaje compuerta-fuente, VGs enteros (OV, 1V,2V,..., 7V), La curva superior corresponde a VGs= OV (para ésta se obtendrá IDSS), las curvassiguientes son realizadas en pasos de VGS

enteros, y disminuyen en forma continua hastacoincidir con el eje X. El VGs correspondiente a laprimera curva que llega a coincidir con el eje Xconstituye el valor VP.

IDSS (Corriente de Saturación de Drenaje).

Se define como la corriente correspondientepara VGs = OV. Puede obtenerse desde lacaracterística de transferencia o desde lacaracterística de salida mediante la simplelectura del valor de corriente presente en el ejeY. Se observa además que este valor coincideprecisamente con el valor de corriente para elcual la primera curva de la característica desalida (VGs = OV) se estabiliza.

gm0 {transconductancia del dispositivo conVGS = OV)

El EPAT no permite su determinación directa, sinembargo puede establecerse en base a VP e IDSS,a partir de la relación matemática :QmO = --2lDss/Vp

gm (transconductanciadirecta del JFET).

de transferencia

La transconductancia gm se mide con eldrenaje-fuente en corto y se definematemáticamente como :

gm = Alo/AVGS ; VDS = cte.

El valor de gm es una medida de laamplificación en AC del JFET.

Para determinar gm usando el EPAT serealiza el siguiente proceso ;

Una vez conectado el JFET en forma adecuada,modificar los controles VDD, VG, Rs y RD hastaobtener una señal de salida libre, en lo posiblede distorsiones.

Establecer numéricamente el nivel DC de laforma de onda correspondiente a VGS (iv

A - 9cuadrante para el JFET canal N ó II cuadrantepara el canal P).

Identificar los valores de lDss y Vp.

el valor de gm se obtiene mediante lafórmula matemática :

„ =2íWv _ Vtom w 2 \ P v GSr

Otra forma de establecer gm provieneextrapolar en la curva de transferencia lospuntos máximo y mínimo del voltaje compuertafuente, tomar gráficamente los correspondientesvalores de corriente de drenaje (tomando encuenta la posición del selector de escala de |D)para dichos puntos y efectuar la relación :

gm = Alo/A VGS

9m = (bmáx - lDmln)/(VGs-ACmáx - V"GS.ACm[n).

DIODOS

Es posible medir, mediante el EPAT lamayoría de diodos de señal, y algunos diodoszéner, manteniendo los controles de formaidéntica que para los transistores y ubicándolosde manera siguiente :

• Ubicar el diodo de prueba en el conector paraTBJ, de modo que el ánodo sea aplicado enel terminal B, y el cátodo en el terminal E.

• Si el diodo de prueba es de señal el controlNPN/PNP debe estar hacía afuera, en casoque el diodo de prueba sea zéner y se quieramedir V2, presionar el botón TBJ.

• La característica del diodo aparecerá en elsegundo o cuarto cuadrantes, dependiendode su tipo, en ellos puede determinardirectamente los valores VF (para el diodo deseñal), V2 (para el diodo zéner), y de maneraaproximada los valores 1F ó lz.

El máximo valor Vz que puedemediante el EPAT es 6V.

medirse

A menudo, las perturbaciones o defectos defuncionamiento del EPAT podrán eliminarsecomprobando los síntomas y siguiendo lassugerencias indicadas a continuación.

Curvas deEntrada y/o

Salidaanormales

A-10

Modificar la frecuencia detrabajo (de preferenciareducirla).

Verificar la distribución depines del elemento deprueba.

Probar con otro transistor

Síntoma Comprobación yajuste

La pantalladel ORC no

presentatrazo alguno

Enchufar el EPAT en unatoma de la red en buenascondiciones.

Comprobar el estado delfusible.

Las formasde onda deEntrada ySalida no

aparecen enla pantalla

Si está usándose en la opciónGenerador Interno, mover elcontrol de frecuencia delEPAT hasta obtener la formade onda senoidal, o bien,manteniendo dicho controlfijo, modificar el control debarrido hasta lograr el mismoresultado anterior.

En caso que se use ungenerador externo, identificarla frecuencia de trabajo yelegir, en base a ésta, laposición adecuada (rango defrecuencia) del control debarrido.

Distorsión enlas Curvas de

lacaracterística

de salida

Chequear la posición delselector de IB si el elementode prueba es un TBJ, o laposición del selector deescala de ID si el dispositivode prueba es un JFET.

Pruebe con una frecuencia detrabajo menor.

La siguiente lista de especificaciones presentalos límites eléctricos de funcionamiento yrequerimientos físicos del Equipo de Prueba deAmplificadores a Transistor, EPAT.

TBJ

A-11

Rango de Impedancía de Entrada : menor a1KO.

Impedancia de Salida : Depende de RL

aplicada al circuito, no debe ser menor a500Q.

Señal de Voltaje de Entrada : El generadorexterno provee al EPAT de una señal senoidalde amplitud comprendida entre 40mV y 2V. ElEPAT acepta una señal externa periódica almenos con un cruce por cero.

Señal de Voltaje de Salida :Máximo nivel de amplificación : 10.

Característica de Entrada

Voltaje Base-Emisor

Polaridad : + ó -Forma de Onda : Rampa PeriódicaRango de Voltaje : O V a ± 8 V

Característica de Salida

Voltaje Colector-Emisor

Polaridad : + ó -Forma de onda : Rampa PeriódicaRango de Frecuencia; 200Hz a 40KHzRango de Voltaje : O a ± 8 V

Corriente de Emisor

Máximo valor de

Voltaje Base-Emisor

8mA

Polaridad : + ó -Forma de onda : Escalera PeriódicaRango de Frecuencia: 12.5Hz a 5KHzNúmero de Escalones ; 8Precisión de Escalones : menor a 10%Rango de Voltaje : O a ± 2 V.

Modo de Amplificación

Ancho de Banda del Amplificador: Dependedel TBJ de prueba.

JFET

Característica de Transferencia

Voltaje Compuerta-Fuente

Polaridad : + ó -Forma de Onda : Rampa PeriódicaRango de Frecuencia: 200Hz a 40KHzRango de Voltaje : O V a ± 8 V

Corriente de DrenajePolaridad : + ó -Máximo valor de !DSS: 40mA

Característica de Salida

Voltaje Drenaje-Fuente

Polaridad : + ó -Forma de onda : Rampa PeriódicaRango de Frecuencia: 200Hz a 40KHzRango de Voltaje : O a ± 8 V

Corriente de Fuente

Máximo valor de lDss: 40mA

Voltaje Compuerta-Fuente

Polaridad : + ó -Forma de onda : Escalera PeriódicaRango de Frecuencia: 12.5Hz a 5KHzNúmero de Escalones : 8Precisión de Escalones : menor a 10%Rango de Voltaje : O a ± 7 V.

A- 13

ANEXO 2 HOJAS DE DATOS DE FABRICANTES

Este anexo contiene copias de hojas de datos representativos para

transistores bipolares de juntura (TBJ), transistores de efecto de campo CTFET) y

de los Hiultiplexer analógicos 4051, 4052 y 4053. La información está tomada de

los manuales de datos de fabricantes. En algunos casos/ sólo se presenta

información seleccionada con el fin de dar una muestra de los datos disponibles.

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A-27

índice de Transistores de Efecto de Campo

Las siguientes tablas contienen una lista numérica y especificaciones para transistores de

efecto de campo.

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ANEXO 3:

A- 32

Formas de onda de voltaje en función del tiempoobtenidas en el osciloscopio a partir del EPAT.

a) Señales de Entrada a los canales A y B del Osciloscopio de Rayos Catódicos, para el

transistor 3 904.

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b)

A- 33

Señales de Entrada a los canales Ay B del Osciloscopio de Rayos Catódicos, para

elJPET2N4857.

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A- 34

c) Señales de Entrada a los canales A y B del Osciloscopio de Rayos Catódicos, para el

JFETECG460.

BIBLIOGRAFÍA Y REFERENCIAS

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