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TEMA 6 Convertidores continua-alterna

Lección 16: Introducción

Lección 17: Inversores

16.1 Introducción y clasificación de inversores

16.2 Diagrama de bloques

16.3 Parámetros característicos de un inversor



CONTINUA


16.1 Introducción a los inversores

Definición

REGULADORES CA

frecuencia constante

CICLOCONVERTIDORES

frecuencia variable

RECTIFICADORES

•Controlados (tiristores)

•No controlados (diodos)

•Semicontrolados (mixtos)

INVERSORES

INTERRUPTORES ESTÁTICOS

•De continua

•De alterna

CONTINUA

CONVERTIDORES

CC/CC

Fuente de tensión

continua

Carga de alterna

•Motores de alterna

•Lámparas

•Red eléctrica

•Antenas

•Etc.

Inversor

Convertidor

continua-alterna

Dispositivos semiconductores:

-No controlados (diodos)

-Controlados (tiristores, transistores)

Dispositivos pasivos:

-Bobinas/transformadores

-Condensadores

Control:

-analógico

-digital

Tipos de Inversores:

Monofásicos

•De onda cuadrada o senoidales

•Salida en tensión o en corriente

Generalidades


16.1 Introducción a los inversores

Trifásicos

•Derivados de los monofásicos o

inversor trifásico en puente.

uS

iS


16.2 Diagrama de bloques

Inversor Filtro Carga

Para aplicaciones de alta potencia, son necesarias las formas de onda

senoidales de baja distorsión. También es posible reducir el contenido

armónico entregado a la carga mediante las técnicas de conmutación.

En aplicaciones de baja y media potencia, se aceptan las tensiones de salida

cuadrada o cuasi-cuadrada.

El filtro suele ser necesario para reducir el contenido armónico de la tensión

de salida y entregar una forma de onda senoidal a la carga.

Cuadrantes


16.3 Características de los inversores

En general, existirán intervalos de tiempo en los cuales el inversor cede

energía a la carga. En otros intervalos, la carga devuelve energía a la fuente

primaria de energía.

uS

iS

Convertidor de

4 cuadrantes

uS

iS

pS

1n

nn0

S t··nsen·Bt··ncosA2

A)t(u

Inversores senoidales


16.3 Características de los inversores

Un inversor se caracteriza por la calidad de su forma de onda de salida (que puede ser

una tensión o una corriente); Cuanto menor sea el contenido armónico de la forma de

onda de salida, más próxima será ésta a una forma de onda senoidal.

Sea uS(t) la tensión de salida del inversor Descomponemos en series de Fourier

1

KK

M

MDA

2

K

2

KK BAM

Distorsión del armónico K-ésimo Distorsión armónica total

100·M

...M...MMTHD

1

2n

23

22

12

KK

M·K

MFDA

Factor de distorsión del armónico K-ésimo Factor de distorsión armónica total

100·M

K

M

F1

2

2i

2

K

THD

17.1 Inversores monofásicos

17.1.1 Topologías: medio puente, push-pull y puente completo

17.1.2 Inversores alimentados en corriente

17.1.3 Filtro de salida

17.2 Regulación de un inversor

17.2.1 Control por medio de la tensión de salida

17.2.2 Control por deslizamiento de fase

17.2.3 Control por modulación de ancho de pulso (PWM)

17.2.4 Circuitos comerciales integrados

17.2.5 Circuitos autooscilantes

17.3 Inversores trifásicos

17.3.1 Implementación a partir de inversores monofásicos

17.3.2 Inversor trifásico en puente





Inversor en medio puente Inversor en push-pull

Inversor en puente

completo



Inversor en medio puente (carga resistiva)

Ug

Q1

Q2

C1

C2

D1

D2

R iR iQ2

iQ1

ig

uQ1

uQ2

uC1

uC2

uR

uR

iR

iBQ1

iBQ2

Inicialmente, suponemos carga resistiva y forma de

onda de salida cuadrada.

(si es carga resistiva, podemos prescindir de los diodos)




Ug

Q1

Q2

C1

C2

R iR iQ2

iQ1

ig

uQ1

uQ2

uC1

uC2

uR

uR

iR

iBQ1

iBQ2

Intervalo 1: Q1 ON, Q2 OFF




Ug

Q1

Q2

C1

C2

R iR iQ2

iQ1

ig

uQ1

uQ2

uC1

uC2

uR

uR

iR

iBQ1

iBQ2

Intervalo 2: Q2 ON, Q1 OFF




Ug

Q1

Q2

C1

C2

R iR iQ2

iQ1

ig

uQ1

uQ2

uC1

uC2

uR

uR

iR

iBQ1

iBQ2

Forma de onda cuadrada ideal.




Ug

Q1

Q2

C1

C2

R iR iQ2

iQ1

ig

uQ1

uQ2

uC1

uC2

uR

uR

iR

iBQ1

iBQ2

Conmutación:

Peligrosa. Si ambas están conduciendo simultáneamente se tiene un

cortocircuito

uR

iR

iBQ1

iBQ2

Se añaden tiempos muertos (δ) mucho menores que T, para evitar

solapamientos



Inversor en medio puente (carga reactiva)

Ug

Q1

Q2

C1

C2

D1

D2 Z iZ

iQ2

iQ1

ig

uQ1

uQ2

uC1

uC2

uZ

uZ

iZ

iBQ1

iBQ2

Si suponemos carga reactiva (por ejemplo inductiva),

hay forzosamente que colocar los diodos.

El primer armónico de la tensión está desfasado con

respecto a la corriente.

iS

uS

Q1




Ug

Q2

C1

C2

D1

D2 Z iZ

iQ2

iQ1

ig

uQ1

uQ2

uC1

uC2

uZ

iBQ1

iBQ2

En el intervalo de conducción de Q1, la corriente

evoluciona de forma senoidal.

Si la carga es inductiva, la corriente será mayor que

cero cuando los transistores conmuten.

iS

C1

uS

uZ

iZ




Ug

Q1

Q2

C1

C2

D1

D2 Z iZ

iQ2

iQ1

ig

uQ1

uQ2

uC1

uC2

uZ

iBQ1

iBQ2

Ahora conduce Q2, pero la corriente es positiva durante

un subintervalo.

Esta corriente se cierra por D2.

Se devuelve energía a la entrada.

iS

C4

uS

uZ

iZ




Ug

Q1

Q2

C1

C2

D1

D2 Z iZ

iQ2

iQ1

ig

uQ1

uQ2

uC1

uC2

uZ

iBQ1

iBQ2

Se repite el estado de conducción normal, pero ahora a

través de Q2. iS

C3

uS

uZ

iZ




Ug

Q1

Q2

C1

C2

D1

D2 Z iZ

iQ2

iQ1

ig

uQ1

uQ2

uC1

uC2

uZ

iBQ1

iBQ2

Finalmente, tenemos conducción en el segundo

cuadrante (tensión positiva, corriente negativa).

Se devuelve también energía a la entrada.

uS

iS

C2

uZ

iZ




Ug

Q1

Q2

C1

C2

D1

D2 Z iZ

iQ2

iQ1

ig

uQ1

uQ2

uC1

uC2

uZ

iBQ1

iBQ2

Los diodos en antiparalelo son necesarios para permitir la circulación de

corriente en los cuadrantes 2º y 4º. En un transistor MOSFET estos diodos son

inherentes al dispositivo. En transistores bipolares es necesario poner

componentes discretos.

El desfase φ indica lo reactiva que es la carga.

φ

uZ

iZ




iBQ1

iBQ2

φ

Tt2T2

U

2Tt0 2

U

)t(ug

g

S

Corriente media por los transistores

Tensión de

salida:

Esfuerzo en Q1,

Q2

g2QmaxCE

1QmaxCE

UU

U

cos12

ii

PKS

AVGQ

Valor medio de la corriente entregada por cada condensador del medio puente

cos12

ii

PKS

AVGD

Corriente media por los diodos

coscos12

ii

PKS

AVGCMP

uZ

iZ

D2



Inversor en push-pull (carga resistiva)

Ug

Q1

Q2

D1

R

iR

iQ2

ig

uQ1

uQ2

uR

uR

iR

iBQ1

iBQ2

Se requiere un transformador de toma media que se considerará ideal (intensidad

magnetizante nula, resistencia de los devanados nula, inductancias de dispersión

nulas) Para cargas inductivas, los diodos de libre circulación son necesarios para permitir

la circulación de la corriente en los cuadrantes 2º y 4º (análogamente al caso

anterior)

D2




Ug

Q1

Q2

D1

R

iR

iQ2

ig

uQ1

uQ2

uR

uR

iR

iBQ1

iBQ2

Cuando el transistor Q1 conduce, Q2 está

cortado. Sobre la carga aparece la tensión de

entrada (multiplicada por la relación de

transformación).

D2




Ug

Q1

Q2

D1

R

iR

iQ2

ig

uQ1

uQ2

uR

uR

iR

iBQ1

iBQ2

En el otro subintervalo, los transistores

intercambian sus estados.

La tensión en la carga es simétrica.




uR

iR

iBQ1

iBQ2

Si la carga tuviese componente inductiva o capacitiva, sería

necesario utilizar los diodos de libre circulación.

Nuevamente, el comportamiento reactivo de la carga se

caracterizaría por el desfase φ entre el primer armónico de

tensión y de corriente.

D2

Ug

Q1

Q2

D1

R

iR

iQ2

ig

uQ1

uQ2

uR




uR

iR

iBQ1

iBQ2

Esfuerzos de tensión

en semiconductores

Tensión de la carga:

La corriente de entrada es

perfectamente continua:

2N

N

L

g

g

2

1R

U)t(I

gN

N

S U·U1

2

gmaxCE U2U

(configuración no adecuada

para tensiones de alimentación

altas).

El transformador de toma media tiene un grado de utilización bajo en el primario

y empeora bastante en los circuitos prácticos, por lo que no es aconsejable para

más de 10kV.




uR

iR

iBQ1

iBQ2

En el caso de solapamiento, idealmente la tensión reflejada en

la salida es nula (ambos devanados de entrada soportan

tensiones opuestas).

Los solapamientos no implican cortocircuito.

D2

Ug

Q1

Q2

D1

R

iR

iQ2

ig

uQ1

uQ2

uR

En la realidad, el transformador (no ideal) no será simétrico, y

por tanto habrá problemas de saturación.




D2

Ug

Q1

Q2

D1

R

iR

iQ2

ig

uQ1

uQ2

uR

Problema de la saturación:

Si se controla en modo tensión (control

Duty), es muy probable que los periodos de

encendido de los dos transistores no sean

exactamente iguales (o que los devanados

del primario no sean exactamente iguales)

A la larga, el punto medio de

funcionamiento se desplaza

hasta que el núcleo se satura

H

B

iQ3



Inversor en puente completo (carga resistiva)

Inicialmente, suponemos carga resistiva y forma de onda de salida cuadrada.

(si es carga resistiva, podemos prescindir de los diodos)

Ug

Q1

iQ1

ig

uQ1 uQ4 Q4

Q3 uQ3

Q2 uQ2

iQ2

iQ4

iR

R

uR

uR

iR

iBQ1,iBQ2

iBQ3,iBQ

4

Como en el caso del medio puente, los solapes producen cortocircuitos

Se controlan 4 interruptores (en principio

dos a dos, en concreto las parejas Q1-Q2

y Q3-Q4)




En la carga aparece la tensión de

entrada

En el primer subintervalo, conducen

simultáneamente Q1 y Q2 (los otros

permanecen cortados)

uR

iR

iQ3

Ug

Q1

iQ1

ig

uQ1 uQ4 Q4

Q3 uQ3

Q2 uQ2

iQ2

iQ4

iR

R

uR

iBQ1,iBQ2

iBQ3,iBQ

4




En la carga aparece la tensión de

entrada, pero con signo contrario.

En el segundo subintervalo, los

transistores que conducen son Q3 y Q4.

uR

iR

iQ3

Ug

Q1

iQ1

ig

uQ1 uQ4 Q4

Q3 uQ3

Q2 uQ2

iQ2

iQ4

iR

R

uR

iBQ1,iBQ2

iBQ3,iBQ

4

iQ3




Ug

Q1

iQ1

ig

uQ1 uQ4 Q4

Q3 uQ3

Q2 uQ2

iQ2

iQ4

iR

R

uR

Hay que evitar los solapes de los pulsos de

control (tendríamos cortocircuitada la fuente de

entrada a través de ambas ramas)

uR

iR

iBQ1,iBQ2

iBQ3,iBQ

4

iQ3



Inversor en puente completo (carga inductiva)

Ug

Q1

iQ1

ig

uQ1 uQ4 Q4

Q3 uQ3

Q2 uQ2

iQ2

iQ4

iR

R

uR

Los diodos en antiparalelo son necesarios para permitir la circulación de

corriente en los cuadrantes 2º y 4º. En un transistor MOSFET estos diodos son

inherentes al dispositivo. En transistores bipolares es necesario poner

componentes discretos.

El desfase φ indica lo reactiva que es la carga.

φ

uZ

iZ

iBQ1,iBQ2

iBQ3,iBQ

4



Inversor en puente completo (carga inductiva)

φ

uZ

iZ

Tt2TU

2Tt0 U)t(u

g

g

S

Corriente media por los transistores

Tensión de

salida:

g2QmaxCE

1QmaxCE

UU

U

cos12

ii

PKS

AVGQ

Valor medio de la corriente entregada por la fuente

cos12

ii

PKS

AVGD

Corriente media por los diodos

coscos1i

iPKS

AVGCMP

iBQ1,iBQ2

iBQ3,iBQ

4


17.1 Inversores monofásicos: inversores alimentados en corriente

Cargas alternas en corriente

•Alimentación de motores CA mediante una fuente de

intensidad de frecuencia controlada que permita variar la

velocidad.

•Lámparas de descarga

•Caldeo por inducción

•Algunos actuadores industriales Fuente

de

corriente

continua

Cargas que funcionan con corriente alterna

Inversor

alimentado

en corriente

Fuente

de

corriente

alterna

Fuente

de

tensión

continua

+

Inductanci

a

=



Puente completo en corriente

La corriente de entrada es continua.

Siempre debe poder circular, por tanto los

solapamientos son, en este caso,

obligatorios.

Ug

Q1

iQ1

ig

uQ1

uQ2

iZ Z

uZ

L

uR

iR

iBQ

1

D1

Q4

iQ4

uQ4 D4

Q3

iQ3

uQ3 D3

Q2

iQ2

uQ2 D2

Los diodos en serie soportan picos de

tensión en las conmutaciones.

iBQ

2

iBQ

3

iBQ

4




Inicialmente, la corriente se cierra por la

carga.

Ug

Q1

iQ1

ig

uQ1

uQ2

iZ Z

uZ

L

uR

iR

iBQ

1

D1

Q4

iQ4

uQ4 D4

Q3

iQ3

uQ3 D3

Q2

iQ2

uQ2 D2

iBQ

2

iBQ

3

iBQ

4

Q1 y Q2 conducen; Q3 y

Q4 apagados




Q1 y Q4 intercambian sus estados; Q2

permanece conduciendo. La corriente se

cierra a través de Q2 y Q4.

Por la carga no circula corriente.

Ug

Q1

iQ1

ig

uQ1

uQ2

iZ Z

uZ

L

uR

iR

iBQ

1

D1

Q4

iQ4

uQ4 D4

Q3

iQ3

uQ3 D3

Q2

iQ2

uQ2 D2

iBQ

2

iBQ

3

iBQ

4


Q4 apagados




Q2 y Q3 conmutan; la corriente se cierra a

través de Q3 y Q4; por la carga pasa

corriente negativa.

Ug

Q1

iQ1

ig

uQ1

uQ2

iZ Z

uZ

L

uR

iR

iBQ

1

D1

Q4

iQ4

uQ4 D4

Q3

iQ3

uQ3 D3

Q2

iQ2

uQ2 D2

iBQ

2

iBQ

3

iBQ

4


Q2 apagados




Nuevo solapamiento; la corriente se cierra a

través de Q1 y Q3. LA corriente por la carga

es nula.

Ug

Q1

iQ1

ig

uQ1

uQ2

iZ Z

uZ

L

uR

iR

iBQ

1

D1

Q4

iQ4

uQ4 D4

Q3

iQ3

uQ3 D3

Q2

iQ2

uQ2 D2

iBQ

2

iBQ

3

iBQ

4


Q4 apagados





Siempre debe poder circular, por tanto los

solapamientos son, en este caso,

obligatorios.

Ug

Q1

iQ1

ig

uQ1

uQ2

iZ Z

uZ

L

uR

iR

iBQ

1

D1

Q4

iQ4

uQ4 D4

Q3

iQ3

uQ3 D3

Q2

iQ2

uQ2 D2

Los diodos en serie soportan picos de

tensión en las conmutaciones.

iBQ

2

iBQ

3

iBQ

4



Push-pull alimentado en corriente


Siempre debe poder circular, por

tanto los solapamientos son, en este

caso, obligatorios.

iQ1

L

Los diodos en serie soportan picos

de tensión en las conmutaciones. D2

Ug

Q1

Q2

D1

R

iR

iQ2

ig

uQ1

uQ2

uR

Si el control es también en modo

corriente, se soluciona el problema

de la saturación del núcleo.



El inversor clase E

El circuito está pensado para que el ciclo

de trabajo sea D=0,5

El circuito resonante LRES-CRES hace que la

corriente de salida sea senoidal (filtro

resonante). Además, la frecuencia de

conmutación se hace igual a la resonante

iR

uC

La bobina de entrada, Lg, es muy grande;

(inversor alimentado en corriente): ig es

continua

ig

iQ iD

iC

C

CRES LRES

Lg

Ug Q D

T/2

T

ig

iR

it

iC

iD

uC

R

¡¡No vale cualquier valor de R!!



El inversor clase E

iR

uC

Inicialmente, el transistor está encendido

(se sincroniza este instante con el que

hace iT=0

ig

iQ iD

iC

C

CRES LRES

Lg

Ug Q D

T/2

T

ig

iR

iQ

iC

iD

uC

R

La corriente por el transistor evoluciona

como la senoide más la continua de

entrada.

Al cabo de T/2, el transistor se corta (ciclo

de trabajo fijado a 50%)



El inversor clase E

iR

uC

La corriente que antes circulaba por el

transistor pasa a circular por el

condensador

ig

iQ iD

iC

C

CRES LRES

Lg

Ug Q D

T/2

T

ig

iR

iQ

iC

iD

uC

R

La evolución de la tensión del condensador

es como se representa en la figura (se

parte de una tensión inicial nula en el

condensador) La carga óptima es aquella que hace que

justo tras otros T/2 la tensión en el

condensador se haga nula.



El inversor clase E

iR

uC

ig

iQ iD

iC

C

CRES LRES

Lg

Ug Q D R

T/2

T

ig

iR

iQ

iC

iD

uC

Para carga subóptima (R menor que la

óptima), la tensión se hace nula en el

condensador ANTES de T/2;



El inversor clase E

iR

uC

ig

iQ iD

iC

C

CRES LRES

Lg

Ug Q D R

T/2

T

ig

iR

iQ

iC

iD

uC

Desde que la tensión se hace cero,

comienza a conducir el diodo D.

La corriente sigue evolucionando a través

del diodo (el filtro LRES-CRES obliga a que

sea senoidal)



El inversor clase E

iR

uC

Tanto el encendido como el apagado del

transistor se producen a tensión cero.

Además, el encendido se produce a

corriente cero. Muy buenas conmutaciones,

poco ruido EMI

ig

iQ iD

iC

C

CRES LRES

Lg

Ug Q D

T/2

T

ig

iR

iQ

iC

iD

uC

R

Para que todo funcione bien, los márgenes

posibles de valores de R son muy

estrechos. LRES y CRES soportan esfuerzos grandes.



Filtros resonantes

Forma de onda a

la salida de un

inversor

Forma de onda

necesaria en algunas

cargas

+

=

Filtro resonante

(Inductancias y

condensadores)



Filtros resonantes

Inversor

ZSER

ZPAR

ZC

AR

GA

El filtrado final depende de la carga. Por ello, suele diseñarse el filtro en

vacío Interesa que los

armónicos superiores

sean muy pequeños, es

decir:

uSI uCARG

A



Filtros resonantes

Filtro LC serie

uSI uCARG

A

L C

Filtro LC paralelo

uSI uCARG

A

L C

|A| dB

|A| dB

log(f)

log(f)

Vacío

Carga

Vacío

Carga



Filtros resonantes

Filtro LCC serie-paralelo

uSI uCARG

A

L CS

Filtro LLC serie-paralelo

uSI uCARG

A

LS

C

|A| dB

|A| dB

log(f)

log(f)

Vacío

Carga

Vacío

Carga

CP

LP



Filtros resonantes

Filtro LCLC serie-paralelo

uSI uCARG

A

CS LS

|A| dB

log(f)

Vacío

Carga

CP

LP


17.2 Control de inversores

Control en modo tensión (control de la tensión de salida del inversor)

Control de la tensión de entrada al inversor mediante etapa intermedia

1.- Desde continua (batería, paneles solares…)

2.- Desde alterna (monofásica o trifásica)

Control en tensión del inversor

1.- Deslizamiento de fase (phase shift)

2.- Modulación de ancho de pulso (Pulse Width Modulation, PWM)

2.1.- PWM unipolar

2.2.- PWM bipolar

3.- Circuitos integrados específicos

Inversores autooscilantes

1.- Principio de funcionamiento

2.- Arranque




Control de la tensión de entrada: desde continua (batería, paneles solares…)

El inversor trabaja a frecuencia fija y con ancho de pulso constante. Variamos

la tensión de entrada en el inversor actuando en un convertidor CC-CC entre

la entrada y el propio inversor (en el ejemplo, un reductor).

Inversor

Control

Driver

Así, se tiene un buen comportamiento dinámico

(respuesta del sistema ante variaciones en la

referencia o en la carga.




Control de la tensión de entrada: desde alterna (monofásica o trifásica)

El inversor trabaja a frecuencia fija y con ancho de pulso constante. Variamos

la tensión de entrada en el inversor actuando en un rectificador totalmente

controlado (más un filtro LC).

Inversor

Así, se tiene un buen comportamiento dinámico

(respuesta del sistema ante variaciones en la

referencia o en la carga.

Control




Control por desplazamiento de fase (phase shift; clamped mode)

Ug

Q1

ig

Q4

Q3

A

Q2

iR

R

uR

uR

iBQ2

iBQ4

B

iBQ1

iBQ3

uA

uB

φ

Al variar el valor del desfase, φ, varía el valor

de la amplitud del primer armónico de la

tensión de salida (aunque no su frecuencia)




Control por desplazamiento de fase (phase shift; clamped mode)

Ug

Q1

ig

Q4

Q3

A

Q2

iR

R

uR

uR

iBQ2

iBQ4

B

iBQ1

iBQ3

uA

uB

φ

Valor eficaz de la

tensión de

salida:

·Uu gRMSR




Control PWM bipolar

uAB

iBQ2

iBQ1 Filtro

Señal de

control

uR

Ug

Q1

Q2

A

R

B

2

Ug

2

Ug

uRE

F

uTRI




Control PWM bipolar

uR

uAB

Filtro

uR

Ug

Q1

Q2

A

R

B

2

Ug

2

Ug

La onda de referencia (senoidal), se

compara con una onda triangular de

alta frecuencia.

La tensión media en cada periodo de

conmutación de la onda modulada

de salida es igual al valor

instantáneo de la tensión que se

desea obtener.

El valor medio del valor instantáneo

de salida uS(t) es proporcional a la

onda de referencia uREF(t):




Control PWM bipolar

CT

1t 2t

uTRI

uRE

F

PEAKTRIU

uAB 2

Ug

2

Ug




Control PWM bipolar

CT

1t 2t

uTRI

uRE

F

PEAKTRIU

uAB 2

Ug

2

Ug

Factor de

modulación de

frecuencia: fC = frecuencia de conmutación de

los interruptores.

f1 = frecuencia de la onda de

referencia, que coincide con la del

primer armónico de la onda de

salida.

Factor de

modulación de

amplitud: UREF<PEAK> = Valor de pico de la onda

senoidal de referencia.

UTRI<PEAK> = Valor de pico de la

onda triangular. (Normalmente se

mantiene constante).




Control PWM unipolar

uAB

iBQ2

iBQ1 Filtro

uR

Ug

Q3

Q2

A

R

B

gU

gU

uA

uB

Q1

Q4

Con un inversor en puente completo, se

pueden controlar las dos ramas de forma

independiente para generar una onda de

salida unipolar.

La frecuencia de la onda cuadrada es el

doble de la que se obtiene con el método

bipolar (filtro más pequeño).




Circuitos integrados

específicos

IR2110

14 pines.

Tensión flotante máxima: 600V.

Salidas sup. e inf. en fase con la

entrada.

Salida: 10-20V.

Tiempo de propagación: 120ns.

Aplicación: Inversores en puente

completo.





específicos

IR2111

8 pines.


Salidas sup. e inf. en oposición de

fase con la entrada.

Salida: 10-20V.

Tiempo muerto: 700ns.

Aplicación: Inversores en medio

puente.





específicos

IR2153

8 pines.


Salidas sup. e inf. en oposición de

fase con la entrada.

Salida: 10-20V.

Tiempo muerto: 1,2 ms.

Oscilador interno 20-100 kHz (tipo

555).

Aplicación: Inversores en medio

puente.




El problema de la alimentación de los interruptores no referidos a masa (técnica

Boot-Strap)

IR211

1

IR211

1

¿Cómo se alimentan los interruptores no referidos a masa? (La fuente / emisor

de estos interruptores está referido a una referencia flotante, que puede variar

entre masa y unos cientos de voltios)

15V 15V




•Solución autoexcitada a partir de devanados auxiliares.

•Todas las bobinas están acopladas en el mismo núcleo magnético.

•Muy económico para aplicaciones de baja potencia (p.e. fluorescentes).

•Tensión de salida no regulada.

Q1

Q2

VCC

RB2

RB1

R

H

B




Principio de funcionamiento

Q2

Q1

Ug

RB1

RB2

Z

ZEQ

’

Lµ

Ug

Sea Q1 saturado;

Se aplica una tensión continua (Ug) a la

inductancia magnetizante (Lµ); Aparece una

corriente por la base de Q1 que crece

linealmente, y que asegura la conducción.

t·U·L

1)0(idt·U·

L

1)t(i g

t

0g

(ZEQ’ representa RB1 y Z reducidas al

devanado del circuito de colector).

El flujo magnético también variará

linealmente.

H

B iB1

iC1

uT

R

1




Principio de funcionamiento

La corriente por la magnetizante aumenta

linealmente (µ = µL).

El transistor está saturado; en la carga aparece la tensión U1 (depende de Ug y de

la rt)

iC1

iµ

uC1

uZ

La corriente por el colector será la suma de

una corriente constante más la magnetizante

(aumenta linealmente con el tiempo).

U1

iB1

uTR

1

H

B iC1

uC1




Principio de funcionamiento iC1

iµ

uC1

uZ

U1

iB1

uTR

1

H

B iC1

uC1

Cuando la corriente magnetizante aumenta

mucho, el núcleo se satura (la µ efectiva

disminuye).

La inductancia magnetizante disminuye mucho

iµ crece mucho más

todavía (entramos

en zona activa)

Disminuye el

acoplamiento:

uTR1 disminuye




Principio de funcionamiento iC1

iµ

uC1

uZ

U1

iB1

uTR

1

H

B iC1

uC1

Cuando uTR1 disminuye mucho, la corriente

por la base del transistor es tan pequeña que

este se corta

La corriente que circulaba por el colector

provoca una sobretensión en la inductancia

magnetizante que pone en conducción el

transistor Q2

Se repite el ciclo con polaridad opuesta.




Cálculo de la frecuencia de

oscilación

H

B

dt

dNUg

)0(dt·U·

N

1A)t(B)t(

t

0ge

esatBe ABt·U·N

1A)·t(B

Si partimos desde la saturación negativa (-

Bsat):

El flujo magnético será:

Al cabo de T/2 se alcanza la saturación positiva

(+Bsat): esatgesat A·B

2

T·U·

N

1A·B

Operando:

esat

g

ANB4

U

T

1f




Se tiene el problema del arranque.

Q1

Q2

VCC

RB2

RB1

R

Inicialmente, los dos transistores están

cortados y no aparece tensión en los

devanados del transformador, con lo

que la salida es nula

permanentemente.

El arranque inicial suele ser

problemático.

Existen muchas soluciones basadas en

hacer conducir ligeramente uno de los

transistores (como la mostrada en la

figura).

A veces las propias diferencias de los

transistores pueden producir el

arranque espontáneo del inversor.

RARRANQU

E



Implementación a partir de inversores monofásicos

Lo más sencillo es colocar 3 inversores independientes, decalarlos 120º y

conectarlos según el tipo de carga, en Δ o Y.

Carga en Y: El terminal de menos

tensión de las salidas se conecta a un

punto común y los inversores

proporcionan (UR, US, y UT).

Inversor

DC/AC

Inversor

DC/AC

Inversor

DC/AC

Inversor

DC/AC

Inversor

DC/AC

Inversor

DC/AC

Carga en Δ: Las salidas se colocan en

serie. Tendríamos URS, UST, UTR (La

conmutación de los interruptores debe

coordinarse adecuadamente para evitar

cortocircuitar la tensión de entrada, que es

común).



Implementación a partir de inversores monofásicos

Inversor puente completo trifásico en serie (carga en Δ).

Hay 6 interruptores redundantes, que se pueden quitar (el circuito

funcionaría igual). De hecho este circuito da lugar al inversor trifásico en

puente.



Inversor en puente trifásico

La conmutación de cada una de las

ramas, desfasada 120º permite obtener

un sistema trifásico de tensiones.

Básicamente para cargas en Δ. Pero,

también es válido para cargas en Y si son

equilibradas.

Q1

Q2

Q3

Q4

Q5

Q6

Q1 ON Q2 OFF

Q1 OFF Q2 ON

Q3 ON Q4 OFF

Q3 OFF Q4 ON

Q5 ON Q6 OFF

Q5 OFF Q6 ON

UR

UR

US

US

UT

UT

UR

S

US

T

UT

R

TEMA 6 Convertidores continua-alterna€¦ · Lección 17: Inversores . 16.1 Introducción y...

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