Capítulo 7: ANEXOS.
Anexo I: Características del transceptor.
7.1.1.Descripción.
El integrado CC2430 de Texas Instruments se trata de un System-on-Chip (SoC),
especialmente diseñado para aplicaciones IEEE 802.15.4 y ZigBee. Un SoC es un circuito
integrado que incluye todos los componentes de un sistema eléctrico.
El transceptor radio del CC2430 cumple con las especificaciones del estándar en la banda
de frecuencia de 2.4 GHz en cuanto a la distribución de canales, la modulación, las tasas de
transmisión, el factor de ensanchado y la potencia máxima transmitida. Además, incorpora
algoritmos de bajo consumo a nivel físico mediante la configuración de modos de energía. El chip
cuenta con una MCU (Micro Controller Unit) 8051, 128 KB de memoria flash y 8 KB de RAM, de
los cuales 4 KB retienen los datos en todos los modos de consumo. Dispone también de 21 pines
de E/S y 4 timers.
Entre los periféricos del SoC, destaca el sensor de temperatura, que junto con el ADC
(Analog to Digital Converter) permite monitorizar datos de temperatura para realizar un
seguimiento de las constantes vitales del paciente. Soporta también la monitorización del nivel de
batería, muy adecuada para controlar la evolución del consumo y generar alarmas cuando se
prevea que el nivel de la pila pueda afectar al correcto funcionamiento de la aplicación. Viene en
tres versiones flash diferentes: CC2430F 32/64/128, con 32/64/128 KB de memoria flash
respectivamente.
133
7.1.2.Características principales.
Las características principales del transceptor son:
Etapa de Radio Frecuencia:
• 2.4 GHz compatible con el transmisor-receptor RF IEEE 802.15.4.
• Excelente sensibilidad del receptor.
• Robustez ante interferencias.
• Muy pocos componentes externos.
• Solo es necesario un cristal para la malla del sistema.
• Impedancia de carga óptima: 60+j164 Ω.
Baja potencia:
• Bajo consumo de corriente (Receptor: 27mA, transmisor: 27mA, el microcontrolador
funciona a 32 Mhz).
• Consumo de solo 0.5uA de corriente en el modo powerdown, donde las
interrupciones externas y el reset pueden despertar al sistema.
• Consumo de 0.3uA en modo stand-by donde las interrupciones externas pueden
despertar al sistema.
• Tiempos de transición muy rápidos al ir desde el modo de baja potencia al modo
activo, que permiten un consumo de energía ultra bajo en un sistema con un duty
cycle bajo.
• Rango de tensión ancho: 2.0V – 3.6V.
Microcontrolador:
• Microcontrolador principal 8051.
• Flash de 32, 64 o 128 KB configurable en el sistema.
• 8 KB de RAM, 4 KB con retención de datos en todos los modos de alimentación.
• Potente funcionalidad DMA.
134
• Temporizador Watchdog.
• Un temporizador MAC IEEE 802.15.4, un temporizador general de 6 bits y dos
temporizadores de 8 bits.
Periféricos:
• Soporte hardware CSMA/ CA.
• RSSI digital.
• Monitor de la batería y sensor de temperatura.
• ADC de 12 bits con más de 8 entradas y resolución configurable.
• 2 UARTs potentes con soporte para varios protocolos en serie.
• 21 pines de E/S de propósito general.
Herramientas de desarrollo:
• Disponibles herramientas de desarrollo flexibles y potentes.
7.1.2.1. Descripción del circuito y configuración de los pin es.
Los módulos se pueden dividir en base a tres categorías:
• Módulos relacionados con la CPU.
• Módulos relacionados con la energía, las pruebas y el reloj.
• Módulos de radiocomunicación.
La descripción del circuito se observa en la Figura A1.1.
135
Figura A1.1: Descripción del circuito del transcept or CC2430.
La configuración de los pines y de los puertos de E/S puede verse en la Figura A1.2 y en la
Tabla A1.1 se encuentran el tipo de pin y la descripción de cada uno de ellos.
136
Figura A1.2: Vista los pines del transceptor CC2430 . AGND debe estar conectado a una
toma de tierra sólida, ya que es la conexión a tier ra para el chip.
Tabla A1.1. Descripción de los pines del transcepto r CC2430.
Pin Nombre del pin Tipo de pin Descripción
- AGND Tierra AGND debe estar conectado a una
toma de tierra sólida.
1 P1_7 Digital E/S Puerto 1.7.
2 P1_6 Digital E/S Puerto 1.6.
3 P1_5 Digital E/S Puerto 1.5.
4 P1_4 Digital E/S Puerto 1.4.
5 P1_3 Digital E/S Puerto 1.3.
6 P1_2 Digital E/S Puerto 1.2.
7 DVDD Energía (Digital) Suministro de energía digital 2.0V-
3.6V para E/S digital.
8 P1_1 Digital E/S Puerto 1.1 – 20mA Unidad de
capacidad.
9 P1_0 Digital E/S Puerto 1.0 – 20mA Unidad de
capacidad.
10 RESET_N Digital Entrada Reset.
11 P0_0 Digital E/S Puerto 0.0.
137
12 P0_1 Digital E/S Puerto 0.1.
13 P0_2 Digital E/S Puerto 0.2.
14 P0_3 Digital E/S Puerto 0.3.
15 P0_4 Digital E/S Puerto 0.4.
16 P0_5 Digital E/S Puerto 0.5.
17 P0_6 Digital E/S Puerto 0.6.
18 P0_7 Digital E/S Puerto 0.7.
19 XOSC_Q2 Analógico E/S Cristal Oscilador 32MHz Pin2.
20 AVDD_SOC Energía (Analógico) Conexión suministro de energía
analógica 2.0V-3.6V.
21 XOSC_Q1 Analógico E/S Cristal Oscilador 32MHz Pin1 o
entrada de reloj externa.
22 RBIAS1 Analógico E/S Resistencia bias externa de
precisión para la referencia de
corriente.
23 AVDD_RREG Energía (Analógico) Conexión suministro de energía
analógica 2.0V-3.6V.
24 RREG_OUT Energía Salida Regulador tensión de 1.8V de
alimentación de salida. Sólo
destinada al suministro de la parte
analógica de 1,8 V (suministro de
alimentación pines 25, 27-31, 35-
40).
25 AVDD_IF1 Energía (Analógico) Fuente de alimentación de 1.8V para
el filtro receptor paso de banda, el
módulo de pruebas analógicas, el
sesgo global y la primera parte de
VGA.
26 RBIAS2 Analógico Salida Resistencia de precisión externa de
43kΩ, ±1%.
27 AVDD_CHP Energía (Analógico) Fuente de alimentación de 1.8V para
el detector de fase, bomba de
cambio y la primera parte del filtro
de lazo.
28 VCO_GUARD Energía (Analógico) Conexión del anillo de guarda para
el blindaje de VCO (o AVDD).
29 AVDD_VCO Energía (Analógico) Fuente de alimentación de 1.8V para
VCO y última parte del filtro de lazo
PLL.
30 AVDD_PRE Energía (Analógico) Fuente de alimentación de 1.8V para
preescalador, Div.-2 y buffers LO.
31 AVDD_RF1 Energía (Analógico) Fuente de alimentación de 1.8V para
LNA, el sesgo de front-end y PA.
32 RF_P RF E/S Señal de entrada de radiofrecuencia
positiva para LNA durante la
recepción. Señal de salida de
radiofrecuencia positiva desde PA
durante la transmisión.
33 TXRX_SWITCH Energía (Analógico) Tensión de alimentación regulada
para PA.
34 RF_N RF E/S Señal de entrada de radiofrecuencia
negativa para LNA durante la
recepción. Señal de salida de
138
radiofrecuencia negativa desde PA
durante la transmisión.
35 AVDD_SW Energía (Analógico) Fuente de alimentación de 1.8V para
LNA / interruptor PA.
36 AVDD_RF2 Energía (Analógico) Fuente de alimentación de 1.8V para
mezcladores de recepción y
transmisión.
37 AVDD_IF2 Energía (Analógico) Fuente de alimentación de 1.8V para
filtro de transmisión de paso bajo y
las últimas etapas del VGA.
38 AVDD_ADC Energía (Analógico) Fuente de alimentación de 1.8V para
las partes analógicas de ADCs y
DACs.
39 DVDD_ADC Energía (Digital) Fuente de alimentación de 1.8V para
las partes digitales de ADC.
40 AVDD_DGUARD Energía (Digital) Conexión de la alimentación para el
aislamiento del ruido digital.
41 AVDD_DREG Energía (Digital) Suministro de energía digital 2.0V-
3.6V para el regulador digital de
voltaje de la base.
42 DCOUPL Energía (Digital) Fuente de alimentación de 1.8V para
desacoplo. No utilizar para alimentar
los circuitos externos.
43 PL_4/XOSC_Q2 Digital E/S Puerto 2.4/32.768KHz XOSC
44 PL_3/XOSC_Q1 Digital E/S Puerto 2.3/32.768KHz XOSC.
45 P2_2 Digital E/S Puerto 2.2.
46 P2_1 Digital E/S Puerto 2.1.
47 DVDD Energía (Digital) Suministro de energía digital 2.0V-
3.6V para E/S digital.
48 P2_0 Digital E/S Puerto 2.0.
7.1.3.Características eléctricas y modos de energía .
7.1.3.1. Características eléctricas.
El CC2430 se caracteriza, como ya se ha comentado en apartados anteriores, por tener un
consumo de energía reducido. Se alimenta con 3V y su consumo de energía dependerá de las
tareas que realice. Así pues, si lo tenemos encendido con el MCU (Micro Controller Unit)
funcionando a máxima velocidad con XOSC (Crystal Oscillator) a 32MHz, consumirá 12.3mA, si
además está transmitiendo a 0dBm por la interfaz radio este valor asciende hasta los 26.9mA, y si
se está recibiendo 26.7mA. Pero, si lo dejamos en modo stand-by (PM3) consumirá tan solo
0.3uA. En la tabla A1.2 se muestra los diferentes modos de funcionamiento y su consumo de
corriente típico.
139
Tabla A1.2. Especificaciones eléctricas del MCU y l os modos de energía (Medido con
TA=25°C y VDD=3.0V a menos que se indique lo contra rio).
Parámetro Mínimo Típico Máximo Unidad Condición
Modo activo del MCU, 16 MHZ, baja
actividad del MCU
4.3 mA Regulador digital encendido. Ejecutando
16MHz RCOSC. No hay radio, cristales o
periféricos activos. Baja actividad del MCU:
sin acceso a la memoria flash ni a la RAM.
Modo activo del MCU, 16 MHZ,
actividad media del MCU
5.1 mA Regulador digital encendido. Ejecutando
16MHz RCOSC. No hay radio, cristales o
periféricos activos. Actividad media del MCU:
acceso a la memoria flash, acceso limitado a
la memoria RAM.
Modo activo del MCU, 16 MHZ,
actividad alta del MCU
5.7 mA Regulador digital encendido. Ejecutando
16MHz RCOSC. No hay radio, cristales o
periféricos activos. Alta actividad del MCU:
acceso normal a la memoria flash, acceso
amplio a la memoria RAM y carga en la
CPU.
Modo activo del MCU, 32 MHZ, baja
actividad del MCU
9.5 mA Ejecutando 32MHz XOSC. No hay radio,
cristales o periféricos activos. Baja actividad
del MCU: sin acceso a la memoria flash ni a
la RAM.
Modo activo del MCU, 32 MHZ,
actividad media del MCU
10.5 mA Ejecutando 32MHz XOSC. No hay radio,
cristales o periféricos activos. Actividad
media del MCU: acceso a la memoria flash,
acceso limitado a la memoria RAM.
Modo activo del MCU, 32 MHZ,
actividad alta del MCU
12.3 mA Ejecutando 32MHz XOSC. No hay radio,
cristales o periféricos activos. Alta actividad
del MCU: acceso normal a la memoria flash,
acceso amplio a la memoria RAM y carga en
la CPU.
Modo activo del MCU y modo
recepción
26.7 mA MCU funcionando a toda velocidad (32MHz),
ejecutando 32MHz XOSC, radio con el modo
recepción activo, -50dBm potencia de salida.
No hay periféricos activos. Baja actividad del
MCU.
Modo activo del MCU y modo
recepción, 0dBm
26.9 mA MCU funcionando a toda velocidad (32MHz),
ejecutando 32MHz XOSC, radio con el modo
transmisión activo, 0dBm potencia de salida.
No hay periféricos activos. Baja actividad del
MCU.
Modo de energía 1 190 uA Regulador digital encendido, 16Mhz RCOSC
y oscilador cristal a 32MHz apagado.
32.768kHz XOSC, POR y ST activos.
Retención de RAM.
Modo de energía 2 0.5 uA Regulador digital apagado, 16Mhz RCOSC y
oscilador cristal a 32MHz apagado.
32.768kHz XOSC, POR y ST activos.
Retención de RAM.
Modo de energía 3 0.3 uA Sin reloj. Retención RAM. POR activo.
140
Los periféricos son otro punto a tener en cuenta, ya que de ellos también depende el
consumo final de la batería. En la tabla A1.3 se aprecia el consumo de corriente de cada uno de
ellos.
Tabla A1.3. Especificaciones eléctricas de los peri féricos (Medido con TA=25°C y
VDD=3.0V a menos que se indique lo contrario).
Parámetro Mínimo Típico Máximo Unidad Condición
Timer 1 150 uA Temporizador utilizado 32MHz, XOSC.
Timer 2 230 uA Temporizador utilizado 32MHz, XOSC.
Timer 3 50 uA Temporizador utilizado 32MHz, XOSC.
Timer 4 50 uA Temporizador utilizado 32MHz, XOSC.
Sleep Timer 0.2 uA Incluye 32.753kHz RCOSC.
ADC 1.2 mA Cuando convierte.
Flash write 3 mA Valor estimado.
Flash erase 3 mA Valor estimado.
7.1.3.2. Modos de energía.
El CC2431 tiene 4 modos de energía denominados PM0, PM1, PM2 y PM3:
• PM0: Modo totalmente funcional utilizado para operar de forma normal, se mantiene todo
activo: la CPU, los periféricos, el transceptor RF y el regulador de voltaje.
• PM1: Modo parcialmente funcional utilizado cuando se requiere reactivar el dispositivo en
un tiempo corto ya que su despertar es más rápido que el de los demás modos. En este
modo se desactivan los osciladores de máxima velocidad y se mantienen encendidos los
osciladores de 32.768kHz y el regulador de voltaje.
• PM2: Modo que consume menos que el anterior, suele ser utilizado para ser despertado
mediante el sleep timer. En este modo se mantienen encendidos los osciladores de
32.768kHz pero se desactiva el regulador de voltaje.
• PM3: Modo que consume menor energía, este modo se utiliza cuando lo que se requiere
ser despertado por un evento externo. Todo se mantiene desactivado dejando solo la
posibilidad de despertar el dispositivo mediante un reset o bien mediante una interrupción
externa.
141
En la Tabla A1.4 se observan los tiempos que requiere cada modo para pasar a su estado
totalmente funcional (PM0) y su consumo de energía:
Tabla A1.4. Tiempo de cambio a modo funcional y con sumo de los modos de
energía.
Modos de energía Tiempo (us) Consumo (uA)
PM1 4.1 190
PM2 120 0.5
PM3 120 0.3
7.1.4.Espacio de memoria.
En la arquitectura 8051 clásica la memoria se divide en espacio de código (CODE) y datos
de programa (DATA), soportando hasta 64kB de memoria externa para cada una de estos dos
tipos y hasta 256 bytes de memoria interna (ya que utiliza 8 bits para direccionamiento). En el
dispositivo CC2430 se definen cuatro tipos de espacio de memoria:
• CODE. Memoria sólo de lectura para guardar las instrucciones del programa. El
tamaño para este espacio es de 64kB.
• DATA. Espacio de memoria de escritura y lectura que puede accederse mediante un
ciclo de CPU. El tamaño total es de 256 bytes.
• XDATA (External DATA). Espacio de memoria de escritura y lectura que es más
lenta que las demás (entre 4 y 5 ciclos de CPU). El tamaño para este espacio es de
64kB.
• SFR (Special Function Registers). Registros de escritura/lectura que pueden ser
accedidos con un solo ciclo de reloj. El espacio total de SFR es de 128 bytes.
En vez de realizar una separación total entre la memoria CODE y DATA como en la
arquitectura 8051 clásica, en el SoC CC2430 existe una configuración de los espacios de memoria
que comparten algunas zonas para poder cargar fácilmente partes del código que van a ser
ejecutadas, en vez de utilizar la memoria ROM puramente como el programa en sí.
142
El mapeo de la memoria XDATA se muestra en la Figura A1.3, donde los 56KB más bajos
corresponden a los 56KB de la memoria Flash (i.e. ROM). El compilador deberá configurarse con
la dirección 0xE000 de la memoria XDATA como la dirección inicio de la memoria SRAM que
puede usarse.
Figura A1.3: Espacio de memoria XDATA en CC2430.
Por otra parte, la distribución de la memoria CODE se puede realizar como un mapeo directo
a la memoria Flash (no unificado, el estándar de la arquitectura 8051), o bien la inclusión en el
espacio de memoria CODE con todas las partes de la memoria física (RAM y registros), lo que
permite (ver Figura A1.4) la ejecución de los programas fuera de la RAM, mediante pilas
independiente en cada banco de memoria. Si se emplea está ultima opción, en las herramientas
utilizadas para el desarrollo de aplicaciones deberán proporcionarse las funciones necesarias para
realizar el linkado de las distintas partes del programa, así como las rutinas para cambiar la pila de
contexto cuando se ejecuta código en distintos bancos de memoria.
143
Figura A1.4: Espacio de memoria CODE en CC2430.
Anexo II: Parámetros característicos de una antena.
Las antenas son dispositivos que emiten y/o reciben radiación electromagnética de forma
eficiente [38], es decir, son dispositivos que sirven como transductor entre una onda guiada y una
onda en campo abierto. Las antenas trabajan en una banda de frecuencia específica y cada
servicio tiene una banda de frecuencia designada.
El propósito de la antena es transformar señales eléctricas en ondas electromagnéticas de
radiofrecuencia, propagándolas por el espacio libre (transmisión) y transformar ondas
electromagnéticas en señales eléctricas (recepción) [39].
El rendimiento de radiación de una antena viene dada por:
Rendimiento=Pradiada
PdisipadaPradiada
=Pradiada
Pentregada
(A2.1)
Para que el rendimiento sea alto una de las dimensiones de la antena debe ser, al menos
comparable con la longitud de onda, λ.
144
Los parámetros básicos de una antena son parámetros susceptibles de ser medidos y
definidos de acuerdo con el estándar IEEE 145-1973 [11]. La mayoría de los parámetros se
definen para transmisión, pero también son válidos para recepción. Se medirán en coordenadas
esféricas y las medidas constantes de potencia se suelen dar en base a una antena isótropa
teórica (dBi).
Figura A2.1: Coordenadas esféricas para una antena a lo largo del eje z con uno de sus
extremos en el origen de coordenadas.
Los parámetros son:
• Patrón de radiación: Se trata de una representación gráfica de la distribución
relativa de la potencia radiada en función de la dirección espacial. Normalmente se
trata de una representación en tres dimensiones. Atendiendo al servicio que da la
antena se clasifican en:
Isotrópicos (cuasi-isotrópico).
Direccionales: Concentra la radiación fundamentalmente en un pequeño
cono angular:
Pincel: Haz cónico (p.e. para comunicaciones punto a punto).
Abanico (p.e. antenas sectoriales de estaciones base de sistemas
móviles).
145
Haz contorneado, típicos para dar cobertura ajustada en servicios
DBS.
Haz conformado, típicos de radar de vigilancia (csc2).
Multihaz (varios lóbulos principales).
Omnidireccionales: Direccionales en un plano e isotrópicos en el otro.
Multidiagrama: Varios diagramas simultáneos.
Antenas de Haz Reconfigurable.
• Intensidad de radiación, U(θ, φ): Potencia por unidad de ángulo sólido:
Uθ ,φ =dPT
dΩ (A2.2)
• Ganancia directiva, D(θ, φ): Es el Cociente entre la intensidad de radiación en una
dirección y la intensidad de radiación de una antena isótropa:
Dθ ,φ =Uθ ,φ
U=
U θ,φPT/4π
(A2.3)
• Directividad: Es el valor máximo de la ganancia directiva. Siempre es mayor o
igual que 1 (0 dBi):
D0=Dθ,φmax (A2.4)
• Ganancia de potencia: Tiene en cuenta que solo se radie una parte de la potencia
total:
Gθ,φ =eT Dθ,φ (A2.5)
146
• Eficiencia: Cociente entre la potencia radiada y la potencia entregada. La eficiencia
se caracteriza por las pérdidas óhmicas:
ep=Ra
RaRp
(A2.6)
y por las pérdidas debidas a la desadaptación:
ed=1−∣Γ∣2 (A2.7)
donde:
Γ=Za−Z0
ZaZ0
(A2.8)
y:
Za=Ra jXa (A2.9)
En total:
eT=ePed (A2.10)
• PIRE: Potencia Isótropa Radiada Equivalente. Es aquella potencia con la que
habría que alimentar una antena isotrópica para que, en un punto determinado del
espacio, crease la misma intensidad de campo que un transmisor determinado con
su antena dirigida en la dirección de máxima radiación. En unidades logarítmicas:
147
PIREdBW =Gmax dBPT dBW (A2.11)
Las curvas de PIRE se trazan normalmente en dBW.
• Polarización: Es la figura que traza en función del tiempo, para una dirección fija, el
extremo del vector del campo radiado y su sentido de giro, visto por un observador
desde la antena. Todas las ondas electromagnéticas propagándose en el espacio
libre tienen el campo eléctrico y el magnético perpendicular a la dirección de
propagación y entre sí. Normalmente se pone solo el campo eléctrico, el magnético
es proporcional y perpendicular a él. La polarización puede ser lineal, circular y
elíptica. La polarización lineal puede tomar distintas orientaciones (horizontal,
vertical, +45º, -45º, etc.). Las polarizaciones circular o elíptica pueden ser a
derechas o izquierdas (dextrógiras o levógiras), según el sentido de giro del campo
(observado alejándose desde la antena).
En el marco de antenas se define el coeficiente de desacoplo por polarización. Este
mide la cantidad de potencia que es capaz de recibir una antena polarizada de una
forma con longitud efectiva l ef de un campo eléctrico incidente con una
determinada polarización Een . De este modo, el coeficiente de desacoplo por
polarización se define como:
Cp=∣Een⋅l ef∣
∣Een∣⋅∣l ef∣ (A2.12)
De esta manera, se obtiene la fracción de potencia que finalmente la antena es
capaz de recibir, multiplicando la potencia incidente en la antena por este
coeficiente.
Se llama diagrama copolar al diagrama de radiación con la polarización deseada y
diagrama contrapolar al diagrama de radiación con la polarización contraria.
148
• Ancho de haz a 3dB: Ángulo entre las direcciones para las cuales la intensidad de
radiación cae 3 dB (la mitad del máximo), medido en el plano que contiene la
dirección del máximo.
• Eficiencia del haz: relación de la potencia radiada dentro del ángulo sólido del haz
y la potencia radiada total.
• Impedancia de entrada: La antena puede ser vista como un elemento circuital que
tiene una resistencia de radiación Ra y que disiparía la misma potencia que radia la
antena si se conecta al transmisor.
Figura A2.2: Antena vista como elemento circuital .
• Efectos de tierra: El tamaño y la forma del plano de tierra afecta al patrón de
radiación. Un cambio en el tamaño o la forma del plano de tierra cambia la ganancia
y el patrón de radiación [41].
Anexo III: Información adicional sobre antenas parc he
microstrip
7.3.1.Alimentación de un parche
Los parches microstrip pueden alimentarse por cable coaxial o línea microstrip (las sondas
coaxiales y líneas microstrip radian más con sustratos de constante dieléctrica más baja). Las
características principales de cada una de las opciones de alimentación son:
149
• Cable coaxial:
El conector coaxial está unido al plano de tierra, y el conductor central del
coaxial pasa a través del sustrato, quedando su extremo soldado a la
metalización del parche (Figura A3.1).
Requiere soldadura.
Elimina la radiación espuria a bajo nivel.
Tiene limitado el ancho de banda.
Tiene difícil adaptación para los sustratos gruesos (h>0.02λ).
Figura A3.1: Alimentación de un parche por sonda co axial.
• Línea microstrip
Es la forma más simple. En este caso el parche puede considerarse como una
extensión de la línea microstrip y pueden fabricarse simultáneamente (Figura
A3.2).
El mismo sustrato para parche y línea.
El acoplo entre el parche y la línea genera altos niveles de contrapolar.
Con sustratos gruesos hay radiación espuria de la línea y ondas de superficie.
150
Figura A3.2: Alimentación de un parche por línea mi crostrip.
El acoplamiento entre la linea microstrip y el parche puede realizarse mediante una conexión
directa el parche, como indica la Figura 2.12, o a través de una pequeñas separación entre
ambos, que actúa como mecanismo de acoplo capacitivo. Las distintas opciones de acoplo de
energía y sus características son:
• Acoplo por abertura.
Sufre menor contaminación por radiación espuria.
Buena pureza de polarización.
Distinto sustrato para parche y línea.
Típicamente se utiliza un material de alta constante dieléctrica para el sustrato
inferior y uno delgado y de menor constante dieléctrica para el superior.
El nivel de acoplamiento está determinado principalmente por la longitud, así
como el nivel de radiación trasera (típicamente se utilizan ratios de longitud/
anchura de la ranura= 10).
Para lograr un máximo acoplamiento, la línea de alimentación debe colocarse
perpendicular a la ranura y a su punto central (Figura A3.3).
151
Figura A3.3: Alimentación de un parche por acoplo d e abertura.
• Acoplo por proximidad.
Buena pureza de polarización.
Ausencia de radiación contrapolar.
Mayor ancho de banda.
Baja radiación espuria.
Distinto sustrato para parche y linea (Figura A3.4).
Figura A3.4: Alimentación de un parche por acoplo p or proximidad.
7.3.2.Modelado de las antenas parches microstrip.
En el apartado donde definimos el concepto de antena microstrip se mencionó que las
antenas microstrip son esencialmente discontinuidades, cuya forma es configurable de manera
152
que se logre una radiación de potencia que cumpla una serie de requisitos: frecuencia, ancho de
banda, ganancia, etc.
Las antenas microstrip se pueden analizar desde muy diversas formas, desde los modelos
más simples, basados en líneas de transmisión o cavidades hasta los más complejos, utilizando
métodos numéricos o espectrales. A continuación presentaremos dos de los modelos más
extendidos para el estudio de las antenas parche microstrip (MPA): el modelo de línea de
transmisión y el modelo de cavidad.
7.3.2.1. Modelo de línea de transmisión.
El modelo más simple y precoz de un radiador rectangular microstrip se basó en un
tratamiento de la antena como una línea de transmisión que radia por dos de sus bordes. Incluso
hoy en día el modelo de línea de transmisión es todavía muy común en trabajos de diseño debido
a que se basa en un esquema de radiación un tanto burdo pero relativamente exacto y simple.
El modelo como tal proporciona una visión bastante inteligible del funcionamiento de la
antena. Posteriormente el modelo se extendió para intentar cubrir otras geometrías de parche
distintas de la rectangular.
Figura A3.5: Mecanismo de radiación de una antena p arche microstrip, descrito por el
modelo de línea de transmisión.
En la Figura A3.5 se muestra una antena parche alimentada mediante una línea microstrip,
en la que se representan las líneas del campo eléctrico. La radiación aparece en las
discontinuidades y circuitos abiertos de la estructura, especialmente si su tamaño es comparable a
153
la longitud de onda. No obstante el efecto de bordes se manifiesta en el contorno de la estructura
y depende del grosor y la permitividad del dieléctrico. Como vemos en la Figura A3.6, el parche
equivale a dos ranuras de dimensiones Wx∆L. La longitud L se elige para que haya una inversión
de fase y la radiación de ambas ranuras se sume en fase.
L=λ g
2 (A3.1)
Figura A3.6: Modelo de parque microstrip.
La radiación de los flancos laterales del parche se cancela entre sí. Se puede construir un
circuito equivalente para el parche microstrip a partir de esta interpretación física, observando que
cada borde es una combinación de un condensador y una resistencia en paralelo; y que además
se conectan a través de una línea de transmisión. El circuito equivalente sería el de la Figura A3.7.
Figura A3.7: Circuito equivalente para una antena p arche microstrip.
154
Desde el punto de vista de la antena el equivalente son dos ranuras con distribución de
campo uniformes, como vemos en la Figura A3.8.
Figura A3.8: Coordenadas para una ranura en el plan o de tierra equivalente a un borde
radiante del parche.
Los campos radiados se pueden calcular a partir de las corrientes magnéticas equivalentes a
los campos en la apertura.
M=−2 nx E (A3.2)
Como observamos en la Figura A3.9, el vector de radiación se puede calcular a partir de dos
corrientes magnéticas separadas una distancia d.
Figura A3.9: Equivalente electromagnético.
L=2EW ∆Lsinkz
W2
kxW2
ejkz
d2−e
−jkxd2 z (A3.3)
155
L=2EW ∆Lsinkz
W2
kzW2
2coskxd2 z (A3.4)
El problema es el dual de una agrupación de dos dipolos en paralelo al eje z, en este caso la
polarización será horizontal.
Hθ=− jωFθEφ=− jωηFθ (A3.5)
Los campos radiados tienen polarización lineal. El plano E es el plano XY, y su diagrama es
el debido a la agrupación de dos antenas separadas una distancia inferior a media longitud de
onda. El plano H es el ortogonal al anterior, YZ, y el diagrama es el debido a la corriente
magnética uniforme de longitud W, véase Figura A3.10.
Figura A3.10: Diagrama de radiación del parche.
Asumiendo que el parche se encuentra en el plano XZ, el patrón del plano H para el hueco
está en el plano YZ, que se extiende en el ancho del parche,
Eφ=V0
sin [k0 W/2cosθ]k0 W /2cosθ
(A3.6)
156
mientras el patrón del plano E se encuentra en el plano XY (mismo plano que la longitud del
parche).
Eθ=V0
sin [k0h /2cosφ]k0h/2cosφ
(A3.7)
donde V0 es la tensión sobre el hueco y ko=2π/λo. En A3.6, θ se mide desde el eje z. Y en 2.19, φ
se mide desde el eje x. Como el grosor del substrato h es mucho menor que la longitud de onda
en el espacio libre λo, la expresión A3.7 es básicamente la unidad para todos los ángulos.
El modelo de línea de transmisión permite analizar las antenas de forma rectangular. Para
estudiar otras estructuras o bien los modos de superiores de funcionamiento, es necesario un
modelo más completo, como es el de cavidad.
7.3.2.2. Modelo de cavidad resonante.
Habitualmente, una cavidad es una caja cerrada con paredes metálicas, que impiden la
pérdida de potencia debida a radiación. Sin embargo, debido a la conductividad finita y a la
presencia de dieléctrico, registrarán una serie de mecanismos de pérdidas. Como en todos los
resonadores, la energía eléctrica y magnética se almacena en la cavidad. El factor de calidad Q se
define de forma usual como indica A3.8, donde We es la energía media almacenada por ciclo, y P
es la potencia disipada.
Q=2π f We
Pd
(A.3.8)
Una propiedad de los conductores es que el campo eléctrico tiende a cero rápidamente a
medida que nos adentramos desde su superficie. Además, esta merma depende de la
conductividad, de manera que los conductores perfectos impiden esta penetración, y el campo se
anula en la propia superficie del conductor. De hecho, muchos conductores presentan una
conductividad lo suficientemente alta como para considerarse conductores perfectos a efectos
prácticos.
157
Por lo tanto, el campo eléctrico tiende a cero en las paredes metálicas de la cavidad. Aunque
puede que no esté rigurosamente definido para la cavidad, el voltaje en la pared es también cero.
Es decir, las paredes actúan como un cortocircuito.
De la misma forma que para el conductor eléctrico perfecto, también es posible postular
análogamente un conductor magnético perfecto en el que el campo magnético tienda a cero. En
un conductor magnético perfecto la densidad de corriente, y por lo tanto la corriente, tiende a cero
puesto que está relacionada directamente con el campo magnético. El conductor magnético
actuaría en este caso actúa como un circuito abierto.
Ahora consideremos los campos asociados a un parche microstrip rectangular, y permitamos
al substrato del parche extenderse hasta el infinito en el plano XY. La alimentación excita campos
electromagnéticos en la región comprendida entre el lado inferior del parche y el plano de tierra.
Cuando el espesor del substrato es mucho menor que una longitud de onda, el campo eléctrico
tiene sólo una componente en dirección z que va desde el parche al plano de tierra y el campo
magnético tiene sólo componentes transversales en dirección x y en dirección y, entre el parche y
tierra. Esos campos no varían con z debido a que el substrato es delgado.
Se establece una distribución de carga en el lado inferior del parche y en el plano de tierra
(más un flujo de corriente). Si consideramos un instante determinado de tiempo, hay una
acumulación de carga positiva en el lado inferior del parche y una carga negativa en el plano de
tierra. Se producen dos efectos: El primero es que la fuerza atractiva entre esas cargas tienden a
mantener un largo porcentaje de carga entre las dos superficies, y lo segundo es que la fuerza
repulsiva entre cargas positivas del parche empujan a algunas de esas cargas a la parte superior
del parche a través del borde. Para substratos muy delgados, la cantidad de carga empujada a la
parte superior del parche es muy pequeña, porque imperan las fuerzas atractivas. Con pequeños
flujos de carga sobre el borde, es razonable asumir que la corriente tienda a cero allí. Por lo tanto
esta distribución de campos se puede aproximar por la que tendrían cuatro paredes de
conductores magnéticos perfectos, alrededor del parche.
Por analogía, un parche rectangular puede verse como un resonador de cavidad con
conductores magnéticos perfectos en las paredes y con conductores eléctricos perfectos en la
cubierta y en la base. Esto permite resolver la ecuación de onda (derivada de las ecuaciones de
158
Maxwell) para la distribución del campo eléctrico dentro del parche.
La distribución del campo eléctrico es sólo una función de la geometría del parche. La
solución es sencilla para geometrías en las que la ecuación de onda sea separable, como
cavidades circulares y rectangulares. Sin embargo, las amplitudes de las componentes del campo
dependen también de otros detalles, como por ejemplo de los materiales del interior de la cavidad,
pérdidas y de la estructura de alimentación. Tanto la distribución del campo como las amplitudes
son necesarias para encontrar los parámetros claves del parche.
Como podemos prever la cavidad tiene pérdidas de potencia, pero la mayoría están
asociadas con la radiación. La impedancia de la antena tendrá por tanto una parte real
representando dichas pérdidas. Esto es necesario incorporarlo en el modelo para completar la
analogía entre la cavidad y el parche.
De esta forma, consideramos una cavidad con paredes conductoras perfectas, pero
conteniendo un dieléctrico con pérdidas. Su Q viene dada por A3.9, donde tanδ es la tangente de
pérdidas del dieléctrico.
Q=1
tanδ (A3.9)
Como la cavidad tiene pérdidas de potencia, la impedancia de la cavidad contiene una parte
real que las representa. La función matemática para la impedancia contiene polos complejos cuya
parte imaginaria se asocia con la disipación de potencia. Se puede ver que cerca de la frecuencia
de resonancia, el factor de calidad se relaciona con esos polos como indica A3.10, siendo ωr la
parte real del polo y ωi la imaginaria.
Q=12ωr
ω i
(A3.10)
Vemos que las ecuaciones A3.9 y A3.10 relacionan las pérdidas con los polos de impedancia
para la cavidad. La antena tiene polos complejos debido a la radiación y a otros efectos.
159
Si las pérdidas en el dieléctrico que rellena la cavidad se ajustan para adaptarla a la antena,
entonces la cavidad tendrá los mismos polos que la antena y tendrá así la misma impedancia. De
A3.9, los polos podrán ser iguales si la tangente de pérdidas se elige para que sea recíproca a la
Q de la antena. Esto completa la analogía entre la cavidad y el parche y es la base para el modelo
de cavidad. El modelo de cavidad se aplicará ahora a un parche rectangular con su alimentación.
Consideremos que el parche se extiende en el plano XY, situando el ancho del parche a lo
largo del eje x. A partir de las ecuaciones de Maxwell y asumiendo un substrato delgado, se puede
encontrar un término de atenuación de la onda para la componente z del campo eléctrico bajo el
parche. La solución estará sujeta a las condiciones de contorno, que imponen que el campo
magnético tangencial es cero en cada pared (conductores magnéticos perfectos), y que el campo
eléctrico tangencial es cero en el parche y el plano de tierra (conductores eléctricos perfectos).
Cerca de la frecuencia de resonancia del parche sólo hay un modo dominante, m=1 y n=0.
Se trata del modo asociado a la radiación (y algún almacenamiento de energía) del parche. Los
modos siguientes representan la interacción entre la alimentación y el parche, más un
almacenamiento de energía adicional.
Anexo IV: Parámetros principales a considerar en el diseño
de una antena microstrip.
A la hora de diseñar una antena microstrip para que su funcionamiento sea eficiente se
deben tener en cuenta una serie de parámetros, entre los más importantes se encuentran las
pérdidas de retorno, la adaptación de impedancias, diagrama de radiación y ganancia efectiva de
la antena. Es importante ajustar estos parámetros a la aplicación deseada para conseguir las
especificaciones planteadas. Todos estos parámetros se exponen de forma más detallada a
continuación.
7.4.1.Pérdidas de retorno, s 11.
Las perdidas de retorno o s11 describen la falta de adaptación entre la línea de alimentación
(línea microstrip) y el punto de alimentación de la antena (feed, Figura A4.1). La pérdida de retorno
160
se define como el cociente entre la potencia reflejada por la antena en el punto de alimentación y
la energía que alimenta la antena. La máxima transferencia de potencia ocurre cuando la
resistencia de la fuente es igual a la resistencia de carga (adaptación de impedancia, apartado
7.4.2).
Figura A4.1: Esquema de una antena parche.
En una linea de transmisión coexisten una onda incidente, de amplitud Vi y otra reflejada, de
amplitud Vr. Ambas ondas se combinan para dar una onda resultante de magnitud máxima
Vmax=Vi+Vr y de mínima de Vmin=Vi-Vr. El ROE o Relación de Onda Estacionaria (VSWR en sus
siglas en inglés) es una medida de la energía enviada por el transmisor que es reflejada por el
sistema de transmisión y vuelve al transmisor. El ROE se define como:
ROE=Vmax
Vmin
=ViV r
Vi−V r
=1∣Γ∣1−∣Γ∣
(A4.1)
La potencia reflejada se conocen como pérdidas de retorno (s11) y se define como se
muestra en 2.32.
s11=20logΓ=20log ROE−1ROE1
(A4.2)
Si toda la potencia se refleja s11= 0 dB. Si la potencia es absorbida totalmente por la antena
s11=- ∞ dB. Un valor de pérdida por retorno bajo corresponde a una buena adaptación a la
161
frecuencia específica.
Las pérdidas de retorno en la frecuencia de resonancia determinan cuanta potencia aplicada
es reflejada por la antena. Un valor de s11 menor de -10dB (o una valor de ROE menor de 2)
asegura que más del 90% de la potencia se entrega a la antena.
7.4.2.Adaptación de impedancias. Carta de Smith
Uno de los factores fundamentales para mejorar significativamente las pérdidas de retorno
es la adaptación de impedancia, donde la carta de Smith (mostrada en la Figura A4.2) puede
ayudar de manera rápida e intuitiva. La Carta de Smith es una representación gráfica en un
diagrama polar de la impedancia normalizada correspondiente (resistencia y reactancia) en el
plano de coeficiente de reflexión. Esta herramienta gráfica además de facilitar la resolución de
problemas de adaptación de impedancias, permite la obtención de diversos parámetros de las
líneas de transmisión.
Figura A4.2: Carta de Smith.
La Carta de Smith tiene círculos de resistencia constante, de reactancia constante, círculos
de relación de onda estacionaria constante y curvas radiales que representan los lugares
geométricos de desfase en una línea de valor constante. Dentro de la Carta de Smith, las
162
circunferencias de resistencia y reactancia constante son las que se usan para representar
impedancias complejas (Z=R+jX). Las primeras representan la parte real de la impedancia R, la
resistencia en ohmios y son las circunferencias completas que se pueden ver en la Carta de
Smith. Las segundas representan la parte imaginaria de la impedancia (jX), la reactancia y son las
porciones de circunferencias que se ven en la Carta de Smith, tal y como se muestra en la Figura
A4.3.
Figura A4.3: Circunferencias de resistencia constan te y reactancia constante de la carta de
Smith.
Las reactancias positivas se encuentran en el hemisferio superior y son las inductancias
medidas en henrios. Las reactancias negativas se encuentran en el hemisferio inferior y son las
capacidades medidas en faradios.
La línea que pasa por el eje representa las impedancias reales (X=0). En el extremo
izquierdo se representa un cortocircuito, mientras que en el extremo derecho tendremos un
circuito abierto.
Con esto trabajamos en impedancias, pero si se le dá un giro de 180º trabajamos en
admitancias. El procedimiento a seguir para añadir un circuito de adaptación de impedancias
utilizando la carta de Smith tiene siempre como objetivo que a la frecuencia central la impedancia
se encuentre en el centro de la carta de Smith.
Siendo ZL la impedancia de la línea y Zs la impedancia de la antena, en el caso ideal |Rs|=|
RL| y |Xs|=|XL|. Para conseguir este propósito en primer lugar debemos llegar al circulo R=1
163
añadiendo una resistencia en serie (trabajando en impedancias) o paralelo (trabajando en
admitancias). Para conseguir llegar a X=0 nos moveremos en la carta de Smith añadiendo
elementos pasivos en serie cuando se trabaje en impedancia y en paralelo al trabajar en
admitancias de la forma que se muestra en la tabla A4.1:
Tabla A4.1. Elementos pasivos a añadir según el mov imiento deseado en la tabla de Smith
Moviemiento en la carta de
Smith
Elemento pasivo a añadir
Trabajando en impedancias Añadir capacitancia en serie
Añadir inductancia en serie
Trabajando en admitancias Añadir capacitancia en paralelo
Añadir inductancia en paralelo
164
7.4.3.Diagrama radiación.
El diagrama de radiación de una antena es una representación gráfica de las propiedades de
radiación de la antena en función de las distintas direcciones del espacio para una distancia fija,
caracterizando la variación de la intensidad radiada en campo lejano de una antena como una
función angular en una frecuencia específica. La potencia radiada se puede obtener mediante la
integral de la densidad de flujo de potencia radiada en una superficie esférica que encierra por
completo la antena (el sistema de coordenadas habitualmente empleado es el esférico).
Los diagramas de radiación pueden representarse en forma tridimensional o bidimensional,
realizando cortes en diferentes direcciones del espacio. Normalmente se realizan dos cortes
básicos: Y=constante (plano XZ) y X=constante (plano YZ) de acuerdo con el sistema de
coordenadas de la Figura 3.3. Otros cortes usuales son los cortes con el plano E (plano formado
por la dirección de máxima radiación y la dirección del campo eléctrico) y en el plano H (plano
formado por la dirección de máxima radiación y la dirección del campo magnético). Además la
representación habitual del diagrama de radiación no es en valores absolutos sino en valores
relativos con respecto al máximo de radiación, pudiendo usarse escala lineal o logarítmica.
7.4.4.Ganancia efectiva de la antena.
La ganancia de una antena describe la amplificación de la señal de microondas a una
frecuencia específica en una dirección particular respecto a la antena isótropa. La ganancia
efectiva se define como Geff=η·G, donde Geff la ganancia de la antena y η la impedancia
característica en el espacio ( η= µ /ε ). La ganancia efectiva de la antena no está determinada
únicamente por la forma de la antena, sino también por los materiales aplicados. Los efectos de la
elección del material sobre la ganancia de la antena pueden investigarse gracias a simulaciones
con el Ansoft HFSS.
Anexo V:Medidas experimentales de las antenas
implementadas. Medidas sin cuerpo humano.
A continuación se detallan todas las medidas realizadas a las 4 antenas implementadas en
165
el primer escenario (escenario sin estar en contacto con el cuerpo humano) junto con la media y la
desviación típica.
166
Anexo VI: Medidas experimentales de las antenas
implementadas. Medidas con cuerpo humano.
A continuación se detallan todas las medidas realizadas a las 4 antenas implementadas en
el primer escenario (escenario en contacto con el cuerpo humano) junto con la media y la
desviación típica.
1. Antena DFP
171
Top Related